通過使用CANH和CANL線纜上的信號，CAN總線有被動和主動兩種狀態。差分電壓大於0.9 V時，總線為主動狀態，小於0.5 V時則為被動狀態。CAN收發器（如ADM3051）可將CAN控製器連接至物理層總線。

 

圖1.CAN總線信號和狀態

 

圖1.CAN總線信號和狀態 AD8138 高速差分放大器。維持峰-峰電平時，輸出端的直流電平轉換器使輸出信號的差分電平能夠得到調整。幅度和頻率通過信號發生器調整。

 

圖2.用AD8138驅動CAN收發器

 

該電路采用5 V單電源供電，配置為單位增益單端轉差分放大器，共模設置為中間電壓值。R1
、R2和R3組成了直流偏置電路，可將輸出信號調節至CAN電平。通過將R4和R5保持在相對於R2的較小值，電位計可輕鬆調整兩個輸出信號之間的差值，不會顯著影響其各自的幅度，能夠向DUT提供具有可變共模電平的CAN信號。由於R1和R3相等
，輸出端的交流共模也不會在調整R2時受到影響。R4、R5和R2共同組成了AD8138放大器輸出端分壓器的一部分。R4和R5盡可能選用最小值，以便最大程度地減小輸出衰減，以及最大程度的降低每個輸出端的峰-峰電平在調節R2時受到的影響。若R2短接，R4和R5也能提供最小負載，以保護放大器輸出。電容C1和C2可以將直流偏置和放大器的共模輸出相隔離。這些電容還與電阻偏置網絡一同構成了高通濾波器，其截止頻率為：

 

 

其中 C = C1 = C2, RL為負載或DUT輸入阻抗，通常為20 kΩ至30 kΩ。

 

為了避免方波輸出信號失真
，應選用盡可能大的C1 和C2 使輸入信號頻率達到10倍的最差截止頻率，其中R2||RL為最小值。例如，假設不存在輸出(DUT)負載效應，為使VCANH和VCANL信號達到圖3(a)所示的電平，R2必須達到700 Ω的最小值。0.1 µF或1 µF的耦合電容可處理1 MHz的信號。圖3(b)顯示了R2調整差分輸出電平的過程。

 

將這些輸出信號用做收發器的VCANH和VCANL輸入後，可以通過測量平台表征接收器參數，如所需頻率下的傳播延遲

、上升時間和閾值。

 

圖3.VCANH和VCANL輸出

 

 

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