中心議題：

• MOSFET逆變模塊的電氣設計
• MOSFET逆變模塊應用的問題考慮

本文介紹新型的MOSFET逆變模塊
，用於驅動風扇和水泵中的小型直流無刷電機。這種功率模塊集成了6個MOSFET和相應的高壓柵極驅動電路 (HVIC)。通過使用專門設計的MOSFET和HVIC
，該模塊能提供最小的功耗和最佳的電磁兼容 (EMC) 特性。本文將探討這種逆變模塊在電機驅動應用中所涉及的封裝設計、MOSFET和HVIC
，並著重討論其中的功率損耗、電磁幹擾和噪聲問題。

MOSFET逆變模塊的電氣設計

對於小型電機驅動係統，MOSFET在功耗、成本和性能方麵較其它功率開關管更具優勢。MOSFET的正向特征電阻為歐姆級 (見圖1(a)) ；其導通損耗與漏極電流的平方成正比
，當漏極電流低於1A時，其導通損耗低於額定功率相同的IGBT的導通損耗，這是因為IGBT在通態時存在閾值電壓，該電壓隨逆變輸出功率的下降而顯著增加。大多數空調使用的風扇電機功率在50W以下；在這個功率級別上，基於MOSFET的逆變器的效率高於IGBT。

至於其反向特性 (參見圖1(a))，MOSFET中固有的體二極管可充當IGBT逆變器中的快速恢複二極管 (FRD) ；即可以通過電子擴散過程實現快速而平滑的恢複特性
，同時節省了引線框內芯片的占用空間。由於MOSFET比一般FRD尺寸大
，其反向壓降小，而且在柵極為高時，該壓降甚至會更小
，這是因為MOSFET溝道本身就允許雙向電流。

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MOSFET的另一個優勢是其耐用強度。它比IGBT的耐用強度高
；與額定功率相同的其它器件相比
，具有更寬的安全運行區 (SOA)。本文所介紹逆變模塊中的MOSFET在典型的運行條件 (Vcc=15V, Vdc="300V", Tc="25"℃) 下，都能承受80ms的短路電流 (見圖2)。而且，在出現電湧時，基於MOSFET逆變器的抵禦能力優於額定電壓相同的IGBT方案
，這已被開關器件的雪崩額定電壓值所證實。因此，在220V下可采用額定電壓為500V的MOSFET，而在相同條件下采用IGBT
，其額定電壓則需要達到600V。但是，傳統的MOSFET開關速度極高。MOSFET通常用於快速開關轉換器，如AC/DC或DC/DC電源，這些應用場合要求柵極電荷Qg盡可能少，以降低開關損耗。不過，在電機驅動應用中，這種快速特性沒有用處，尤其是高的dV/dt值還會引起電磁幹擾。穩定性與最佳性能不易兼顧.

通常，增加柵極阻抗會降低MOSFET的開關速度。在如圖3(a)所示的半橋電路中
，如果高壓側MOSFET的柵極阻抗 (在HVIC中實現) 大
，將會存在一定的短路電流；這個電流是上麵那個MOSFET導通時的密勒電容Cgd感應產生的，不嚴重時一般不會察覺。但是，正如圖3(b)所示，這種異常行為會增加逆變開關的損耗 (導通損耗)
，並最終減弱係統的額定功率和穩定性。在這樣的瞬態過程中，要降低開關速度，同時又不失穩定性
，上方那個MOSFET的Vgs應小於閾值電壓Vth。換句話說，最好通過調節HVIC的關斷阻抗來保證係統的穩定性
，防止因電壓變化而感應短路電流。但這會增加MOSFET的關斷dV/dt值。

除chu了le穩wen定ding性xing外wai，在zai確que定ding柵zha極ji電dian阻zu時shi，還hai應ying考kao慮lv空kong載zai時shi間jian和he延yan遲chi時shi間jian之zhi類lei的de運yun行xing要yao求qiu。電dian壓ya源yuan逆ni變bian器qi的de空kong載zai時shi間jian會hui降jiang低di輸shu出chu電dian壓ya的de質zhi量liang
，進jin而er降jiang低di電dian機ji的de轉zhuan速su性xing能neng。而er且qie
，這zhe個ge問wen題ti會hui隨sui開kai關guan頻pin率lv的de增zeng大da而er進jin一yi步bu惡e化hua。消xiao費fei電dian子zi應ying用yong中zhong的de開kai關guan頻pin率lv一yi般ban在zai16kHz以上

，這是為了防止可聽見音頻帶 (人耳可聽到的頻帶) 噪聲；係統開發人員一般都希望將係統的空載時間設計為1ms。1ms的理論極限 (控製器可設置的最小值) 可由公式 (1) 計算。
Tdead=max(Toff,LS-Td(on),HS,Toff,HS-Td(on),LS)………… (1)
這裏，Td(on)為導通時的傳送延遲 (從輸入信號脈衝的50%起到電流達到穩定所需的時間) ；Toff為關斷時的傳送延遲 (從輸出信號脈衝的50%起到整流換向完畢所需的時間)。下標HS和LS分別表示高壓側和低壓側MOSFET。要滿足空載時間要求

，可延長Td(on)
，jizengjiadaotongzhajidianzu。danzhezhongfangfabushiyongyutongguojiancezhiliutongdaodianliulaiceliangsanxiangdianliudexitong，yinweizhezhongxitongdeyigeguanjianyaoqiushidaotongyanchiyaoxiao。dangshuchumaichongkuanduxiaoyugonglvqijiandedaotongyanchishi
，bunengyongdianliujiancejishulaiceliangnibianqideshuchudianliu。zengdadaotongyanchihuizengjiadianliujiancedebuquedingxing
，youqishizaitiaozhizhishuxiaodedisuyunxingqingkuangxia。yinci，zengjiadaotongyanchisuinengsuoduankongzaishijian，danquehuijianruodianjidedisuxingneng。

上述問題不能通過調節某一時刻的柵極電阻來解決。為了獲得最佳的性能 (最佳空載時間

、最佳延遲時間)，同時又保持穩定性 (防止dV/dt感應出短路電流)，必須針對電機定 製MOSFET。除調節柵極電阻外，還需要優選MOSFET的Qg和Vth。在本文介紹的逆變模塊中，MOSFET的Qg比值 (即Qgd/Qgs) 被設置為2.0左右

，以防止在最壞的情況下出現短路電流。根據這個電荷值確定出適合的柵極電阻範圍。功率MOSFET的延遲時間是Vth的對數函數。因此
，Vth的變化範圍對確定最壞情況的延遲時間和空載時間有很大作用。在滿足這些要求的同時，輸出電壓變化 (dV/dt) 應當小，以降低電磁幹擾。圖1(a)和(b)所示的開關特性是滿足如下條件時測試的結果：dV/dt=2kV/ms
，空載時間=1.0ms
，導通延遲時間=2.5ms (延遲時間是在最壞的運行情況下，並考慮柵極電阻和其它器件參數的離差後，從輸入信號脈衝中心到建立電流穩定所需的時間)。我們已通過適當選擇柵極導通電阻和閾值電壓達到了這些條件。

除了這些可預先確定的特性外
，用戶還可控製模塊的開關速度。象其它SPM係列一樣，本文介紹的這種模塊在高壓側MOSFET上提供開放源極輸入端，允許用戶加入自己的阻抗單元來控製高壓側MOSFET的開關速度，從而在開關損耗與電磁幹擾之間作出最佳平衡。
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MOSFET逆變模塊的應用問題考慮

圖4給出了本模塊的一個應用示例。在圖4(a)和(b) 的模擬中，假設結區溫度Tj保持為125℃；該溫度為本模塊的最大工作結區溫度。通過這項模擬，肯定當模塊外殼溫度控製在100℃並采用空間向量調製 (SVPWM) 時，輸出功率可大於Pout=100W，並允許Pd=16W的功率損耗。根據這些信息，我們利用一台130W BLDC電機(正弦反電動勢) 和圖4(c)所示的電路，對模塊的額定功率進行驗證實驗。實驗中采用的散熱片有效表麵積約為100cm2。采用該散熱片後，模塊在20kHz SVPWM下可向電機輸出150W的功率
；熱功耗為12W。而此時模塊的外殼溫度為86℃，MOSFET結區溫度為104℃
，環境溫度27℃。在同樣條件下采用圖4(d)所示的非連續PWM時
，由於有效開關頻率降低，模塊的功耗可達到8W，而逆變器效率可達到95%。此時
，模塊的外殼溫度為62℃，結區溫度為82℃(已考慮電機鐵芯的損耗)，逆變器的損耗為整個係統功耗的27%

MOSFET逆變器的另一個優點是圖4(e)所示的自舉電壓(陰極輸出電壓)。從圖4(e)可以看出

，電機的工作頻率為10Hz。圖中畫出了自舉電壓和逆變器輸出電流。當電流為正時，自舉電壓VBS維持在VCC=15V附近
，但當電流為負時，VBS就下降到接近10V。這是由於不同電流方向采用不同的充電機製所造成 (參見圖5)。當輸出電流為正時，電流要麼流經高壓側MOSFET，要麼流經低壓側體二極管。在這種情況下，當低壓側體二極管導通時，將對自舉電容CBS充電 (參見圖5(a))。此時，對CBS的充電電壓可由公式(2)表示。
Vchg = VCC + Vf - (RBS + REH) Ichg - VDbs …………(2)
其中

，VDbs是跨過陰極輸出二極管的電壓。如果充電電流小
，Vchg僅僅提高Vf -VDbs
；該差值最多為1V，它反映如圖1(b)所示的低壓側體二極管上的壓降。但當輸出電流為負時
，充電電壓將由公式(3)表示。
Vchg = VCC + Rds(on)Io - (RBS + REH) Ichg - VDbs …………(3)
這裏，Io為輸出電流。如果電流是負的
，充電電壓Vchg將隨輸出電流大幅下降，這是低壓側MOSFET作為主用開關時MOSFET的正向壓降所致。這個自舉電壓是高壓側MOSFET的柵極驅動電源，且僅在電流為正時有意義。當電流為正時，由於MOSFET的Vf小，自舉電壓變化不大，因而無需大的自舉電容。隻需用較小的自舉電容就可維持所需的自舉電壓，這個電壓僅在電流為正時用來維持HVIC的待機電流。在過調高速電機運行情況下，高壓側MOSFET在輸出頻率的半個周期內全導通。例如
，若采用單脈衝模式 (或6級階梯波模式) 的PWM進行調製，輸出頻率為100Hz，則高壓側MOSFET的導通時間可持續5ms。在此期間

，不可能一直對自舉電容充電

，而自舉電容的自舉電壓隨HVIC待機電流的變化可按公式(4)計算。
ΔVBS =Δ tIQBS / CBS………… (4)
這裏，IQBS為HVIC的待機電流
，並忽略了CBS本身的漏電流。假設最大待機電流為100mA
，CBS為1mF，那麼，自舉電壓在5ms內的變化 芕BS也隻有0.5V。這意味著
，采用1mF的陶瓷電容就足以維持這種MOSFET逆變器在整個運行過程中所需的自舉電壓。
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除了自舉電路問題外
，采用HVIC還會引起許多別的問題；尤其當VB電平低於地電平時最為顯著。在HVIC中

，高壓側柵極單元是用p-n結隔離的
，而輸入信號要通過額定電壓為625V的電平漂移MOSFET傳輸到高壓側單元。為了降低信號傳輸期間的功耗

，將開關信號轉換成置位複位脈衝；該脈衝觸發對應電平漂移MOSFET和高壓側單元中的置位複位(SR)閂鎖電路。當VS低於 -5V時，電平漂移MOSFET不能傳送觸發信號到高壓側邏輯電路。而且
，若VB小於0V，VB與邏輯地之間的寄生二極管將會導通；這會產生過量的電流，從而破壞HVIC。在實際應用中
，當負載電流非常大
，或有衝擊電湧噪聲施加在VB或VS端時，VB可能在很短時間內被拉到0V以下。除了對HVIC本身造成破壞外，還會使HVIC出現誤操作或閂鎖現象。當HVIC出現閂鎖時，其行為將不可預測，而且，即使在恢複正常狀態後，也可能被電源端之間的過量電流損壞。這類現象與HVIC的設計規則緊密相關，在設計階段就應排除這種隱患。當HVIC產生誤操作時
，誤操作導致的非正常關斷可能中斷正常的控製動作
，但不大可能導致整個係統的破壞。然而，如果高壓側SR閂鎖電路因電湧噪聲而異常開啟，高壓側功率MOSFET將jiang處chu於yu非fei控kong導dao通tong狀zhuang態tai
，且qie不bu能neng在zai輸shu入ru信xin號hao的de脈mai衝chong負fu沿yan到dao來lai時shi複fu位wei。這zhe種zhong行xing為wei很hen可ke能neng在zai逆ni變bian器qi的de某mou一yi管guan腳jiao上shang造zao成cheng短duan路lu


，進jin而er破po壞huai功gong率lv模mo塊kuai。為wei了le防fang止zhi這zhe種zhong現xian象xiang

，設she計ji模mo塊kuai的deHVIC時shi
，我wo們men針zhen對dui可ke能neng出chu現xian的de工gong作zuo和he環huan境jing條tiao件jian，將jiang出chu現xian誤wu操cao作zuo的de可ke能neng性xing降jiang到dao最zui低di。同tong時shi，當dang過guo量liang的de電dian湧yong或huo衝chong擊ji噪zao聲sheng施shi加jia在zai器qi件jian上shang時shi
，電dian平ping漂piao移yi單dan元yuan和heSR閂鎖電路被設計成具有關斷優先的特性。

結論

本文討論了麵向小功率電機驅動應用的新型高集成、低噪聲MOSFET逆變模塊。該模塊專為100W無刷直流內置電機驅動係統而開發。本文還討論了該模塊所采用的封裝技術、MOSFET和HVIC

，以及其應用特點。