MOSFET作為主要的開關功率器件之一，被大量應用於模塊電源。了解MOSFET的損耗組成並對其分析，有利於優化MOSFET損耗，提高模塊電源的功率；但是一味的減少MOSFET的損耗及其他方麵的損耗，反而會引起更嚴重的EMI問題
，導致整個係統不能穩定工作。所以需要在減少MOSFET的損耗的同時需要兼顧模塊電源的EMI性能。

 

 

 

MOSFET的損耗主要有以下部分組成：1.通態損耗
；2.導通損耗；3.關斷損耗；4.驅動損耗；5.吸收損耗
；隨著模塊電源的體積減小

，需要將開關頻率進一步提高，進而導致開通損耗和關斷損耗的增加，例如300kHz的驅動頻率下，開通損耗和關斷損耗的比例已經是總損耗主要部分了。

 

MOSFET導通與關斷過程中都會產生損耗

，在這兩個轉換過程中
，漏極電壓與漏極電流、柵源電壓與電荷之間的關係如圖1和圖2所示
，現以導通轉換過程為例進行分析：

 

t0-t1區間：柵極電壓從0上升到門限電壓Uth
，開關管為導通
，無漏極電流通過這一區間不產生損耗；

 

t1-t2區間：柵極電壓達到Vth，漏極電流ID開始增加，到t2時刻達到最大值
，但是漏源電壓保持截止時高電平不變
，從圖1可以看出，此部分有VDS與ID有重疊，MOSFET功耗增大；

 

t2-t3區間：從t2時刻開始，漏源電壓VDS開始下降，引起密勒電容效應
，使得柵極電壓不能上升而出現平台，t2-t3時刻電荷量等於Qgd，t3時刻開始漏極電壓下降到最小值；此部分有VDS與ID有重疊，MOSFET功耗增大；

 

t3-t4區間：柵極電壓從平台上升至最後的驅動電壓（模塊電源一般設定為12V），上升的柵壓使導通電阻進一步減少，MOSFET進入完全導通狀態；此時損耗轉化為導通損耗。

 

關斷過程與導通過程相似，隻不過是波形相反而已；關於MOSFET的導通損耗與關斷損耗的分析過程，有很多文獻可以參考，這裏直接引用《張興柱之MOSFET分析》的總結公式如下：

 

 

 

 

從MOSFET的損耗分析可以看出，開關電源的驅動頻率越高，導通損耗
、guanduansunhaohequdongsunhaohuixiangyingzengda，danshigaopinhuakeyishidemokuaidianyuandebianyaqicixingengxiao，mokuaidetijibiandegengxiao，suoyikeyitongguokaiguanpinlvquyouhuakaitongsunhao、關斷損耗和驅動損耗
，但是高頻化卻會引起嚴重的EMI問題。金升陽DC/DC R3產(chan)品(pin)，采(cai)用(yong)跳(tiao)頻(pin)控(kong)製(zhi)方(fang)法(fa)，在(zai)輕(qing)負(fu)載(zai)情(qing)況(kuang)下(xia)，通(tong)過(guo)降(jiang)低(di)模(mo)塊(kuai)電(dian)源(yuan)的(de)開(kai)關(guan)頻(pin)率(lv)來(lai)降(jiang)低(di)驅(qu)動(dong)損(sun)耗(hao)，從(cong)而(er)進(jin)一(yi)步(bu)提(ti)高(gao)輕(qing)負(fu)載(zai)條(tiao)件(jian)下(xia)的(de)效(xiao)率(lv)，使(shi)得(de)係(xi)統(tong)在(zai)待(dai)機(ji)工(gong)作(zuo)下(xia)，更(geng)節(jie)能(neng)，進(jin)一(yi)步(bu)提(ti)高(gao)蓄(xu)電(dian)池(chi)供(gong)電(dian)係(xi)統(tong)的(de)工(gong)作(zuo)時(shi)間(jian)，並(bing)且(qie)還(hai)能(neng)夠(gou)降(jiang)低(di)EMI的輻射問題；

 

 

 

典型的小功率模塊電源（小於50Ｗ）大多采用的電路拓撲結構為反激形式
，典型的控製電路如圖３所示；從MOSFET的損耗分析還可以知道：與開通損耗成正比、與關斷損耗成正比；所以可以通過減少 、來減少MOSFET的損耗
，通常情況下

，可以減小MOSFET的驅動電阻Rg來減少、時間，但是此優化方法卻帶來嚴重的EMI問題
；以金升陽URB2405YMD-6WR3產品為例來說明此項問題：

 

1）URB2405YMD-6WR3采用10Ω的MOSFET驅動電阻，裸機輻射測試結果如下：

 

 

2）URB2405YMD-6WR3采用0Ω的驅動電阻，裸機輻射測試結果如下：

 

 

從兩種不同的驅動電阻測試結果來看，雖然都能夠通過EN55022的輻射騷擾度的CLASS A等級
，但是采用0歐姆的驅動電阻
，在水平極化方向測試結果的餘量是不足3dB的，該方案設計不能被通過。

 

 

在模塊電源的設計過程中，變壓器的漏感總是存在的
，采用反激拓撲式結構，往往在MOSFET截止過程中
，MOSFET的漏極往往存在著很大的電壓尖峰

，一般情況下，MOSFET的電壓設計餘量是足夠承受的，為了提高整體的電源效率，一些電源廠家是沒有增加吸收電路（吸收電路如圖3標注①RCD吸收電路和②RC吸收電路）來吸收尖峰電壓的。但是

，不注意這些吸收電路的設計往往也是導致EMI設計不合格的主要原因。以金升陽URF2405P-6WR3的吸收電路（采用如圖3中的②RC吸收電路）為例：

 

1）驅動電阻Rg為27Ω，無RC吸收電路，輻射騷擾度測試結果如下：

 

 

2）驅動電阻為27Ω；吸收電路為電阻R和C 5.1Ω 470pF
，輻射騷擾度測試結果如下：

 

 

從兩種不同的吸收電路方案測試結果來看
，不采用吸收電路的方案，是不能通過EN55022輻射騷擾度的CLASS A等級，而采用吸收電路
，則可以解決輻射騷擾度實驗不通過的問題，通過不同的RC組合方式可進一步降低輻射騷擾。 

 

 

MOSFET的功耗優化工作實際上是一個係統工程，部分優化方案甚至會影響EMI的特性變化。上述案例中

，金升陽R3係列產品將節能環保的理念深入到電源的開發過程中，很好地平衡了電源整體效率與EMI特性，從而進一步優化了電源參數。將電源參數進一步優化，更能兼容客戶係統，並發揮真正的電子係統“心髒”作用，源源不斷的輸送能量。

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