【導讀】在本係列文章的第一至第五部分[1-5]中，我們從硬件角度和控製策略上廣泛介紹了25 kW電動汽車充電樁的開發。圖1代表到目前為止所討論的係統。

在第六部分中
，我們將注意力轉向驅動SiC MOSFET所suo需xu的de柵zha極ji驅qu動dong電dian路lu。由you於yu這zhe些xie晶jing體ti管guan更geng加jia高gao效xiao和he可ke靠kao，它ta們men在zai功gong率lv半ban導dao體ti市shi場chang中zhong迅xun速su普pu及ji。隨sui著zhe市shi場chang上shang的de器qi件jian越yue來lai越yue多duo，設she計ji人ren員yuan必bi須xu了le解jieSiC MOSFET與矽(Si)IGBT和矽超結型(SJ)MOSFET之間的共性和差異，以便用戶充分利用每種器件。

本文的基礎是使用安森美(onsemi)新型SiC模塊構建25 kW快速電動汽車充電樁獲得的經驗。這些模塊使用安森美的M1 1200-V SiC MOSFET。我們將了解如何在大功率應用中設計和調整耦合柵極驅動器和SiC MOSFET的組合。

在此設計中，我們將使用安森美的IGBT電流隔離柵極驅動器作為起點，並介紹使用新的專用SiC電流隔離柵極驅動器進行的改進。本文介紹的所有柵極驅動器係列都采用相同的隔離技術和輸出級技術。

圖1.25 kW電動汽車直流充電樁的高級框圖

柵極驅動需求：SiC MOSFET、矽IGBT與SJ MOSFET

對於IGBT和MOSFET(矽和碳化矽)
，必須對柵極充電才能導通器件，必須對柵極放電才能關斷器件。對於這兩種情況來說，電流在某種程度上通用
，如圖2所示。

圖2.柵極驅動電路導通(a)和關斷(b)時的電流路徑分別顯示為綠色和紅色箭頭

但是，這三種器件(IGBT、矽SJ MOSFET和SiC MOSFET)的柵極電壓範圍不同。對於IGBT，導通電壓約為15 V，關斷電壓通常約為-8 V。對於SJ MOSFET
，導通電壓約為10 V，關斷電壓通常為0 V。對於SiC MOSFET，當柵極電壓增加時，RDS(ON)減小，因此可施加最大柵極電壓以實現最大效率。因此，柵極導通電壓可以在15 V到20 V之間變化

，具體取決於技術或產品代次。

導通電壓低於15 V時，SiC MOSFET曲線斜率為負，因此器件很難並聯。關斷電壓可以從0 V降低到-5 V。安森美SiC MOSFET可以采用0 V、-3 V或 -5 V阻斷
，具體取決於柵極驅動器電路的效率和複雜性之間的折衷，有時候也取決於使用第幾代SiC MOSFET。柵極電壓(或導通電壓)的範圍直接影響柵極驅動器所需的欠壓鎖定(UVLO)。

作為第一種方法
，IGBT柵極驅動器輸出電壓範圍更類似於SiC MOSFET的需求，而不是SJ MOSFET的需求。首先，強烈建議在開關應用中使用帶SiC MOSFET(如 IGBT)的負偏壓柵極驅動，以便在高di/dt和dV/dt開關期間，減少由非理想PCB布局引入的寄生電感而導致的功率晶體管柵極-源極驅動電壓的振鈴。

此外，由於我們的SiC MOSFET的閾值電壓約為1.5 V，負電壓阻斷為噪聲(由dV/dt和di/dt引起)在關斷狀態下產生不必要的導通提供了更大的容限。

其(qi)次(ci)
，負(fu)電(dian)壓(ya)阻(zu)斷(duan)使(shi)關(guan)斷(duan)狀(zhuang)態(tai)下(xia)的(de)漏(lou)電(dian)流(liu)更(geng)低(di)。因(yin)此(ci)，靜(jing)態(tai)損(sun)耗(hao)會(hui)更(geng)低(di)。最(zui)後(hou)，負(fu)電(dian)壓(ya)阻(zu)斷(duan)比(bi)零(ling)電(dian)壓(ya)阻(zu)斷(duan)的(de)導(dao)通(tong)和(he)關(guan)斷(duan)時(shi)間(jian)更(geng)快(kuai)或(huo)更(geng)短(duan)。

為了獲得快速導通和關斷

，或在漏極/集ji電dian極ji電dian壓ya瞬shun變bian期qi間jian保bao持chi輸shu出chu穩wen定ding，輸shu出chu驅qu動dong器qi級ji需xu要yao非fei常chang低di的de輸shu出chu阻zu抗kang。驅qu動dong電dian流liu的de最zui大da值zhi取qu決jue於yu應ying用yong的de額e定ding功gong率lv
，所suo有you類lei型xing的de器qi件jian在zai這zhe一yi點dian上shang都dou相xiang似si。

為柵極充電所需的最大電流取決於

●    所需的柵極電荷量

●    拓撲(硬開關或軟開關，即ZVS)

●    通過(外部加內部)柵極電阻限製EMI所需的最大 dV/dt

即使(外部加內部)zhajidianzuxianzhileyingyongzhongdedianliuzhi，qudongqinenggoutigonghexishoudedianliuyeyinggaoyusuoxuzuidadianliu。zhejiangyouzhuyutigonganquanyuliang，zaizuigaogongzuowenduxiabaochisuoxudezuidadianliu，bingfangzhiqudongqiyinzifareerjiangdidianliunengli。

由於SiC MOSFET與IGBT或SJ MOSFET相比，導通和關斷速度顯著提高，SiC器件可以在比矽器件高得多的開關頻率下工作。因此，在半橋配置中，開關節點電壓的變化速率非常快。使用SiC MOSFET可以實現高達100 V/ns的dV/dt。驅動器應該能夠提供和吸收由米勒電容器(或漏極/集電極和柵極之間的電容)施加到柵極的dV/dt感應的所需電流。在此dV/dt瞬態期間
，柵極驅動器輸出信號應始終設定在輸入信號給定的值。

為wei了le補bu充chong吸xi收shou吸xi收shou電dian流liu能neng力li或huo加jia強qiang米mi勒le效xiao應ying電dian流liu吸xi收shou，可ke以yi使shi用yong柵zha極ji箝qian位wei。該gai箝qian位wei將jiang以yi非fei常chang低di的de阻zu抗kang加jia固gu阻zu斷duan電dian壓ya，並bing繞rao過guo阻zu斷duan或huo關guan斷duan柵zha極ji電dian阻zu。箝qian位wei作zuo用yong時shi間jian從cong關guan斷duan之zhi後hou一yi直zhi到dao導dao通tong的de早zao期qi開kai始shi時shi為wei止zhi。該gai技ji術shu適shi用yong於yu驅qu動dong大da米mi勒le電dian容rong器qi件jian時shi所suo需xu功gong率lv非fei常chang高gao的de情qing況kuang。我wo們men的de25 kW電動汽車充電樁應用就是這樣一個案例。

此外，在隔離驅動器或浮動驅動器情況下，SiC器件驅動器的驅動器輸入級和輸出級之間的共模瞬態抗擾度(CMTI)應強於矽器件驅動器。施加的柵極驅動電壓應保持穩定。

總而言之，對於所有類型的開關，在開關節點、漏極/集電極或驅動器輸入級和輸出級之間dV/dt期間，驅動器輸出端不應出現毛刺。但是

，由於SiC MOSFET的速度更快
，因此SiC MOSFET驅動器在這些要求(更高的CMTI和dV/dt抗擾度、更高的額定電流和更低的輸出阻抗)方麵會更嚴格。

由於我們采用的半橋架構開關速度很快
，因此時序是一個重要的關注點。當器件在半橋中工作時，需要考慮兩個時序參數：從輸入到輸出的傳播延遲以及兩個驅動器或兩個輸出之間的延遲失配。

對於SiC，由於開關頻率有可能高於100 kHz，因此傳播延遲會影響占空比精度。失配會影響兩次開關之間的死區時間。對於SiC驅動器

，低於50 ns的傳播延遲和低於10 ns的延遲失配較為合適。

對於高速應用
，可使用矽或SJ MOSFET柵極驅動器驅動SiC MOSFET，它們通常比IGBT驅動器更快。但是，這些驅動器可能無法提供所需的輸出電壓範圍。這些驅動器的導通電壓(或輸出電壓擺幅)通常受限為15 V。這對於SiC MOSFET來說太低了。此外，大多數矽MOSFET驅動器不支持負電壓阻斷。

25 kW應用的具體要求

上升/下降時間和源/汲電流要求

由於需要控製EMI
，我們將限製dV/dt，但也不能過多，這樣才能縮短死區時間(或加快導通/關斷時間)並實現高效率。如AND90103/D[6]中所述
，其柵極電阻的範圍為2至5 Ω，SiC MOSFET的dV/dt範圍可達20至40 V/ns。因此，選擇柵極電阻時已考慮了這個範圍。通過評估導通/關斷時間期間的dV/dt，利用SPICE仿真對柵極電阻值的選擇進行了調整和驗證。

電氣隔離

在硬件開發過程中，我們遵照IEC-61851標準，該標準要求遵守IEC-60664-1規則。我們假設工作電壓接近最大值1000 V。NCD57000[7] 柵極驅動器是一個不錯的選擇。該驅動器的電介質強度隔離電壓超過5 kVrms
，工作電壓VIORM能力超過1200 V，符合UL 1577標準。寬體8毫米爬電距離有助於滿足爬電距離/電氣間隙要求。

特性和保護

以下柵極驅動器特性提高了SiC MOSFET電源實現的穩健性，提高了應用的效率和可靠性。這些主要特性包括：

●    共模瞬態抗擾度是SiC應用的關鍵參數。NCD57000 可提供100 kV/µs的抗擾度

●    有源米勒箝位

●    DESAT保護

●    DESAT下的軟關斷

NCD57000 IGBT驅動器集成了所有這些特性。它還包括負驅動或負關斷電壓。

SiC MOSFET的柵極驅動器電源

使用SECO-LVDCDC3064-SIC-GEVB[8]隔離電源作為SiC驅動電路的電源
，可提供所需的-5 V和20 V穩定電壓軌
，高效驅動SiC晶體管。變壓器安全規範符合IEC 62368-1和IEC 61558-2-16標準，具有4 kVac的電介質絕緣特性。

SiC柵極驅動器的實現

DESAT保護計算

按照AND9949/D[9]計算SiC晶體管的去飽和電流。使用14.3 kΩ的電阻將DESAT電流設置為在85至115 A範圍內觸發(圖3)。在原型階段對DESAT電流進行評估和微調。

已考慮了以下因素：

VTH = 9.0 V
，RDS(ON) = 11 mΩ(100 A時)，US1MFA
，VF =309.5 mV(500 μA時)(仿真)。

置於DESAT引腳上的22 pF電容可使消隱時間增加430 ns，以獲得880 ns的總消隱時間。數據手冊中給出的內部濾波時間為320 ns，因此對去飽和事件的總反應時間等於1.2 μs。加上關斷SiC晶體管所需的時間，DESAT動作所需的總時間低於2.0 μs。

圖3.柵極驅動器NCD57000與DESAT功能元件(計算值)連接

通過仿真驗證SiC MOSFET開關

PFC以及DC-DC功率級仿真模型包括一個柵極驅動器模型，以評估柵極-源極電阻RG1 = 1.8 Ω和RG2 = 100 kΩ 的開關性能(參見圖4以了解RG1和RG2的定義或位置)。

在本例中

，隻有 RG1對SiC MOSFET柵極電容的放電起作用。PFC模型包含三個半橋SiC模塊以及柵極驅動器。但是圖4中隻顯示了一個半橋連接。SiC模塊SPICE模型參見本係列文章的第三部分[3]。

圖4.PFC相A的功率級和柵極驅動器模型

驅動器級對係統性能影響顯著(對於基於SiC的係統來說更是如此)。因此，強烈建議將其納入仿真——至少在某種程度上。

挑戰之一是，現有的柵極驅動器模型通常非常複雜

，它們會減慢仿真速度，增加仿真運行時間，因為它們包含了驅動器的所有特性(如UVLO
、箝位和DESAT等)。一yi般ban來lai說shuo，對dui於yu功gong率lv級ji仿fang真zhen，更geng具ju體ti地di說shuo，對dui於yu本ben項xiang目mu的de目mu標biao
，柵zha極ji驅qu動dong器qi的de簡jian化hua模mo型xing就jiu足zu夠gou了le。我wo們men構gou建jian的de模mo型xing隻zhi包bao括kuo傳chuan播bo延yan遲chi和he輸shu出chu級ji特te性xing或huo性xing能neng。

盡管在各種驅動器的數據手冊中通常並未直接提供詳細的I-V特性，但對於某些給定點，使用額定驅動器輸出能力(吸收吸收電流IPK-SNK1和輸出電流IPK-SRC1峰值電流，具體請參見NCD57001數據手冊[10])，結合傳播延遲信息，即可得到輸出特性的近似值。該近似方法提高了仿真準確性，同時仍能提供可接受的仿真時間。圖5顯示了基於數據手冊中的值創建的NCD57001柵極驅動器SPICE模型。

圖5.基於數據手冊值的NCD57001 SPICE簡化模型

關轉換的仿真：導通和關斷

評估PFC級開關性能的關鍵參數之一是開關轉換速度(見圖6)


，換言之，即MOSFET的dV/dt。理論上，開關轉換速度越快
，表現出的開關損耗越低
，效率越高。

但是

，開關速度還受其他因素的限製。例如，晶體管本身對如此高的梯度變化以及由快速轉換產生的EMI或其他共模(CM)噪聲的耐受能力。

布局本身以及寄生電感和寄生電容也對其增加了限製。

圖6.PFC級MOSFET的導通波形

圖7在本模擬中給出的配置下，dV/dt值超過了66 V/ns，唯獨寬禁帶技術才能對應這樣的高速開關。實際上，如此高的dV/dt仍然會有高風險(即使是SiC模塊)，寄生電感產生的超高過壓尖峰可以輕易的超過器件的耐壓上限。

圖7.低壓側相A SiC MOSFET導通速度是輸入電壓與電感和輸出電容值的函數

調整柵極電阻是最簡單的方法來減少dV/dt。更大的柵極電阻值能減少開關速度，同時減少整體設計的風險，但也會帶來缺點，即少許的功率損失(因為開關速度沒有那麼快)。

基於這項仿真的結論，我們決定做一個折中方案，換一顆阻值大一點的柵極電阻(1.8 Ω—>4.7 Ω)以確保MOS管導通時的dV/dt在25 V/ns左右。這將作為驗證實際硬件板時的初始值。

按照類似方法處理關斷轉換。圖8和9顯示了這些仿真的結果。采用1.8 Ω柵極吸收電流電阻(與導通仿真中使用的值相同)
，關斷轉換速度也很快(高達40 V/ns)。在原型設計中，將吸收電流電阻值增加至3.3 Ω
，以將關斷轉換調整到25 V/ns左右。

圖8.低壓側相A SiC MOSFET關斷速度是輸入電壓與電感和輸出電容值的函數

圖9.PFC級MOSFET的典型關斷波形

PCB布局和建議

為了消除或最小化PCB寄生效應，SiC驅動電路布局在SiC電源設計中至關重要。良好布局安排的一些建議和示例如圖10和11所示。輸出電流

、吸收電流和箝位走線(見圖10)應盡可能短。通過VDD和VEE去耦電容閉合輸出/吸收電流路徑(如圖10所示)。它們必須盡可能靠近VDD和VEE柵極驅動器引腳放置，如圖11所示。

電容值應當足夠大，以便在維持VDD和VEE電平的同時
，能夠饋送吸收電流和源電流峰值。這些去耦電容還應該具有非常小的寄生效應，並且是高頻電容。

圖10.SiC柵極驅動電路PCB布局。箭頭分別以綠色
、紅色和淺藍色顯示源電流、吸收電流和箝位電流路徑

圖11.建議放置VEE和VDD去耦電容

SiC柵極驅動的未來增強功能

以上討論的NCD570xx IGBT柵極驅動器係列足以滿足SiC MOSFET柵極驅動器在大功率應用中的要求。然而

，使用先進的電流隔離變壓器版本，可以獲得更快的傳輸時間和更小的延遲失配。

結合這一改進
，新款NCP5156x[11]柵極驅動器係列也可用於驅動SiC MOSFET。柵極電壓範圍已調整為符合每一代的SiC MOSFET柵極開/關電壓；並且已針對柵極電壓範圍的值調整了UVLO。

NCP5156x係列的主要特性包括36 ns(典型值)的傳播延遲。每個通道的最大延遲匹配時間為8 ns；輸出電源電壓範圍為6.5 V至30 V，支持5 V、8 V和17 V UVLO閾值電壓
，CMTI >200 V/ns；從輸入到每個輸出的電隔離為5 kVrms(UL 1577額定值)，輸出通道之間的峰值差分電壓為1200 V；用戶可編程死區時間和4.5 A/9 A源電流峰值和吸收電流峰值(圖12)。

圖12.NCP51561框圖

當輸出級隻提供單個電源(或單極性)軌時，下述原理圖利用齊納二極管，可獲得正負電源(或雙極性)電壓(見圖13)。

圖13.在單端隔離偏置電源上使用齊納二極管的負偏壓

圖14顯示了在SiC MOSFET柵極驅動應用的NCP51561的單端隔離電源上，利用齊納二極管實現負偏壓的實驗結果。該示例設計旨在通過使用20 V隔離電源，以器件源極為基準電壓源，提供+15 V和-5.1 V的驅動能力。

圖14.在單端隔離電源上使用齊納二極管實現負偏壓的實驗波形(其中，CH1：輸入[2 V/div]
，CH2：輸出[5 V/div])

由於NCP5156x IC為集成米勒箝位電路
，因此更推薦將其用於低功率SiC MOSFET應用。對於數十千瓦級以上的功率，推薦使用本文所示的米勒箝位。為此，我們將推出具有擴展柵極電壓範圍的新器件NCD57100和NCD57101(分別與NCD57000和NCD57001引腳兼容)。

這種新的擴展柵極電壓範圍更適合驅動SiC MOSFET。在新器件NCD571xx中，該範圍最高可達36 V，而在本25 kW電動汽車充電樁應用中使用的NCD570xx則為25 V。

總結

本文詳細介紹了在25 kW功率應用中針對SiC MOSFET設計和調整柵極驅動器時必須考慮的因素。本文從現有的NCD57001 IGBT電隔離柵極驅動器入手


，進而講解了在專用SiC電隔離柵極驅動器中所做的改進，並介紹了用於驅動SiC MOSFET的新器件係列NCP5156x和NCD571xx。

SiC MOSFET的速度比現有的矽MOSFET和IGBT快很多。因此
，SiC MOSFET驅動器需要更高的共模瞬態抗擾度和dV/dt抗擾度、更高的額定電流和更低的輸出阻抗。利用本文中提到的器件、技巧和竅門，設計人員可以實現其應用所需的SiC MOSFET驅動器的性能。

本係列文章共包含八個部分
，接下來我們將陸續發布第七和第八部分。

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