圖1電路為完備的PD供電電路，具有一個DC-DC轉換器，輸出12V電壓時可提供高達0.85A的電流。MAX5953A內置高邊、低邊功率開關FET，低邊FET不能配置為同步整流二極管。因此
，buck轉換器僅使用高邊FET。因為IC內部的限流電路工作時利用低邊FET電流產生的壓降
，該電路不具備自動電流限製功能。啟動時
，保險絲F1提供短路保護。

 

圖1. 包含一個12V
、0.85A buck轉換器的PD原理圖

 

MAX5953具有如下特性：

 

1.TVS二極管D1用於抑製瞬間尖峰電壓和反向電壓。

 

2.該電路根據輸入電壓不同工作在三種模式：PD偵測模式、PD分級模式和PD供電模式。使用或沒有使用二極管電橋情況下的電壓門限都符合IEEE 802.3af標準。

 

 

3.完成開啟過程，且VOUT - VEE = 1.23V時
，PGOOD進入漏極開路模式。軟啟動電容C15由內部33µA的上拉電流充電

，給DC-DC轉換器提供軟啟動。通過設定分壓電阻R6/R7和1.33V的DCUVLO的電壓門限，DC-DC轉換器在達到VOUT = -30V (相對於V+)以前沒有開始工作。

 

4.因為3級功率限製最大功率為12.95W，當輸出電壓為12V、電源轉換效率為80%時，負載電流限製在0.85A。

 

 

UVLO的默認啟動電壓為38.6V，默認關斷電壓約為30V。利用V+和VEE間的分壓電阻(中心抽頭接在UVLO)可以將UVLO的啟動、關斷電壓設置在12V至67V之間的任意值。

 

達到UVLO門限電壓時，以10µA電流給FET柵極充電，內置FET將緩慢導通。緩慢的導通過程使100µF電容C6的充電電流最小。該電路中，OUT的熱拔插輸出電壓以大約910mV/ms的速率下降，電壓作用到輸入端大約8ms後開始下降
，見圖2。

 

圖2. 熱拔插啟動和斜坡時序

 

CH1 = VSS, CH2 = VOUT

 

 

DC-DC轉換器是典型的buck轉換器，使用內部高邊FET和外部肖特基同步整流二極管。輸入電壓範圍為30V (由DCUVLO的分壓電阻設置)至60V，該範圍對應的降壓比為最小2.5:1至最大5:1
，對應的占空比為20%至40%。開關頻率由R4、C4設定為532kHz，以提供最小420ns的導通脈衝寬度，保持低開關損耗。

 

軟啟動過程包括一下操作時序：限製OPTO反饋電壓使其不要比CSS端電壓高出1.45V，由內部33µA電流源給CSS端電容充電。PGOOD將CSS初始電壓箝位至GND，而當OUT與VEE之間的差值小於1.2V時，熱拔插功能完成
，PGOOD釋放。該過程允許啟動時反饋信號緩慢上升，緩慢增大占空比可以避免輸出過衝。啟動時OPTO引腳的上升斜率體現了軟啟動特性(圖3)

，當VOPTO電壓約為2V時，斜坡電壓處於正常工作狀態。圖4所示為重載時的情況，圖5所示為輕載時的工作情況。

 

圖3. 軟啟動時序

 

CH1 = VOPTO, CH2 = VCSS; CSS = 470nF

 

圖4. PWM通過OPTD的反饋電壓與RAMP電壓比較進行控製

 

CH1 = VOPTO, CH2 = VRAMP, ILOAD = 400mA

 

圖5. 低電流負載條件下
，PWM斜坡電壓與OPTO的反饋電壓進行比較 

 

CH1 = VOPTO, CH2 = VRAMP, ILOAD = 50mA

 

控製器工作在電壓模式，前饋電壓斜率由R3和C3設定。OPTO信號與RAMP電壓進行比較。

 

 

477nF的軟啟動電容(CSS)將過衝電壓降至1%甚至更低

，如圖6所示。較小的CSS電容能夠在一定程度上控製上電過程出現的輸出電壓過衝，如圖7所示，當CSS = 100nF時，電壓過衝達到7.7%。更小的CSS可加速啟動過程，但卻增大了上電時的輸出電壓過衝。

 

圖6. 啟動過程的輸出電壓過衝

 

CH1 = VOUT, CH2 = VCSS, CSS = 470nF, RLOAD = 30Ω (IOUT = 400mA @ 12V)，過衝電壓 ≈ 0

 

圖7. 啟動過程的輸出電壓過衝

 

CSS = 100nF

 

 

雖然MAX5953內部集成有高邊和低邊FET，但低邊FET隻用於正激或反激電路中的變壓器耦合隔離。高邊、低邊FET同時導通，電流檢測通過檢測低邊FET的壓降實現。因為沒有使用低邊FET
，本電路沒有電流檢測功能。發生短路時，利用保險絲保護MAX5953和其內部調整管FET不受損壞。然而，一旦DC-DC轉換器啟動，保險絲的輸出短路保護作用將很有限
，因為保險絲的熱遲滯可能導致通道上的器件損壞。

 

 

圖8所示的負載瞬變情況發生在從1/2到滿負荷的負載突變。在輸出端接一個固定400mA的負載
，並聯一個400mA脈衝負載。如果負載從0mA跳至400mA時，負載電壓在瞬間發生劇大變化，如圖9；而圖8所示情況負載電壓突變較低
，當負載電流高於50mA時幾乎與直流負載無關。

 

圖8. 1/2到滿負荷的負載躍變

 

CH1 = VOUT, CH2 = ΔIOUT, 瞬變 = 1.2%, IOUT = 800mA→400mA→800mA

 

圖9. 從0到1/2滿負荷的負載躍變

 

CH1 = VOUT, CH2 = ΔIOUT, 瞬變 = 5%至10%, IOUT = 400mA→mA→400mA

 

 

轉換效率介於負載電流為250mA時的71%至負載電流為1A時的80.5%。圖10顯示當850mA滿負荷電流時，轉換效率將大於80%。

 

圖10. VIN = 48V時的轉換效率

 

 

電壓模式控製環路存在兩個極點：4.1kHz LCOUT (L1、C9)諧振頻率
，和一個由於COUT的低ESR產生的高於4MHz的零點。使用3類環路補償可使單位增益帶寬高於LCOUT的諧振頻率。兩個零點設置為2.1kHz (R9、C14)和4.1kHz (R11
、C15)，補償LCOUT的兩個諧振極點
，兩極點置於20kHz (R9、C13)和125kHz (R10、C15)。從圖11控製環路波特圖可以看出，單位增益頻率為19.4kHz，相位裕量為59°。

 

圖11. 環路波特圖

 

 

這個簡單的buck轉換器非常適合PD應用
，低成本的非變壓器耦合結構，唯一的不足是短路情況下有可能出現保護失效。

 

本文來源於Maxim。