為什麼噪聲源很重要

噪聲重要與否

，取決於它對目標電路工作的影響程度。例如，一個開關電源在3 MHz時具有顯著的輸出電壓紋波
，如果它為之供電的電路僅有幾Hz的帶寬，如溫度傳感器等
，則該紋波可能不會產生任何影響。但是

，如果該開關電源為RF鎖相環(PLL)供電

，結果可能大不相同。

 

為了成功設計一個魯棒的係統，了解噪聲源
、其頻譜特性、降噪策略以及目標電路對該噪聲的敏感程度至關重要。

 

本應用筆記還會力圖澄清電源抑製比(PSRR)與內生噪聲的區別，並且說明如何應用數據手冊中每個參數的規格。

 

噪聲源

 

低壓差(LDO)調節器，或者說任何電路的噪聲源都可以分為兩大類：內部噪聲和外部噪聲。內部噪聲好比是您頭腦中的噪聲，外部噪聲則好比是來自噴氣式飛機的噪聲。

 

對於電子電路，內部噪聲是指任何電子器件內部產生的噪聲，外部噪聲則是指從電路外部傳到電路中的噪聲。

 

LDO易於使用，但PSRR和(he)內(nei)生(sheng)噪(zao)聲(sheng)常(chang)常(chang)令(ling)人(ren)困(kun)惑(huo)。許(xu)多(duo)情(qing)況(kuang)下(xia)
，都(dou)將(jiang)二(er)者(zhe)一(yi)起(qi)簡(jian)單(dan)地(di)歸(gui)類(lei)為(wei)噪(zao)聲(sheng)，這(zhe)是(shi)對(dui)性(xing)能(neng)指(zhi)標(biao)的(de)誤(wu)用(yong)
，因(yin)為(wei)這(zhe)兩(liang)種(zhong)噪(zao)聲(sheng)具(ju)有(you)不(bu)同(tong)的(de)特(te)性(xing)，並(bing)且(qie)用(yong)於(yu)降(jiang)低(di)其(qi)對(dui)係(xi)統(tong)性(xing)能(neng)影(ying)響(xiang)的(de)方(fang)法(fa)也(ye)不(bu)同(tong)。圖(tu)1為LDO的簡單框圖，顯示了內部噪聲源與外部噪聲源的區別。誤差放大器決定LDO的PSRR，因而也決定了其抑製輸入端噪聲的能力。內部噪聲則始終出現在LDO的輸出端。

內部噪聲

 

內部噪聲有許多來源，各種噪聲源都有自己獨一無二的特性。圖2顯示了一個典型器件的噪聲如何隨頻率而變化
，以及各類噪聲對總噪聲的貢獻。從1/f區到熱區的躍遷點稱為轉折頻率。內部噪聲主要有以下幾類：熱噪聲、1/f噪聲、散粒噪聲、爆裂或爆米花噪聲。

 

圖2. 典型噪聲功率與頻率的關係

熱噪聲

 

在絕對零度以上的任何溫度，導體或半導體中的載流子(電子和空穴)會發生擾動，這就是熱噪聲(亦稱約翰遜噪聲或白噪聲)的來源。熱噪聲功率與溫度成比例。它具有隨機性，因而不隨頻率而變化。

 

熱噪聲是一個物理過程，可以通過下式計算：

 

 

其中：

k表示波爾茲曼常數(1.38−23 J/K)。

T表示絕對溫度(K = 273°C)。

R表示電阻(單位Ω)。

B表示觀察到噪聲的帶寬(單位Hz
，電阻上測得的均方根電

壓也是進行測量的帶寬的函數)。

 

例如，一個100 kΩ電阻在1 MHz帶寬和室溫下給電路增加的

噪聲為：

 

 

1/f噪聲

1/f噪聲來源於半導體的表麵缺陷。1/f噪(zao)聲(sheng)功(gong)率(lv)與(yu)器(qi)件(jian)的(de)偏(pian)置(zhi)電(dian)流(liu)成(cheng)正(zheng)比(bi)
，並(bing)且(qie)與(yu)頻(pin)率(lv)成(cheng)反(fan)比(bi)，這(zhe)一(yi)點(dian)與(yu)熱(re)噪(zao)聲(sheng)不(bu)同(tong)。即(ji)使(shi)頻(pin)率(lv)非(fei)常(chang)低(di)，該(gai)反(fan)比(bi)特(te)性(xing)也(ye)成(cheng)立(li)，然(ran)而(er)，當(dang)頻(pin)率(lv)高(gao)於(yu)數(shu)kHz時，關係曲線幾乎是平坦的。1/f噪聲也稱為粉紅噪聲
，因為其權重在頻譜的低端相對較高。

 

1/f噪聲主要取決於器件幾何形狀、器件類型和半導體材料

，因此
，要創建其數學模型極其困難，通常使用各種情況的經驗測試來表征和預測1/f噪聲。一般而言，具有埋入結的器件，如雙極性晶體管和JFET等
，其1/f噪聲往往低於MOSFET等表麵器件。

 

散粒噪聲

 

散粒噪聲發生在有勢壘的地方，例如PN結中。半導體器件中的電流具有量子特性，電流不是連續的。當電荷載子、空穴和電子跨過勢壘時
，就會產生散粒噪聲。像熱噪聲一樣，散粒噪聲也是隨機的，不隨頻率而變化。

 

爆裂或爆米花噪聲

 

爆(bao)裂(lie)或(huo)爆(bao)米(mi)花(hua)噪(zao)聲(sheng)是(shi)一(yi)種(zhong)低(di)頻(pin)噪(zao)聲(sheng)，似(si)乎(hu)與(yu)離(li)子(zi)汙(wu)染(ran)有(you)關(guan)。爆(bao)米(mi)花(hua)噪(zao)聲(sheng)表(biao)現(xian)為(wei)電(dian)路(lu)的(de)偏(pian)置(zhi)電(dian)流(liu)或(huo)輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)突(tu)然(ran)發(fa)生(sheng)偏(pian)移(yi)，這(zhe)種(zhong)偏(pian)移(yi)持(chi)續(xu)的(de)時(shi)間(jian)很(hen)短(duan)
，然(ran)後(hou)偏(pian)置(zhi)電(dian)流(liu)或(huo)輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)又(you)突(tu)然(ran)返(fan)回(hui)其(qi)原(yuan)始(shi)狀(zhuang)態(tai)。這(zhe)種(zhong)偏(pian)移(yi)是(shi)隨(sui)機(ji)的(de)
，但(dan)似(si)乎(hu)與(yu)偏(pian)置(zhi)電(dian)流(liu)成(cheng)正(zheng)比(bi)，與(yu)頻(pin)率(lv)的(de)平(ping)方(fang)成(cheng)反(fan)比(bi)(1/f²

)。

 

由於現代半導體工藝技術的潔淨度非常高，爆裂噪聲幾乎已經被消除，不再是器件噪聲的一個主要因素。

 

外部噪聲

 

外部噪聲源遠多於內部噪聲源
，包括以下幾類：

• 耦合到敏感電路中的電磁場。

• 導致壓電材料產生幹擾交流電壓的機械衝擊或振動。

• 來自其他電路，通過電源或設計不佳的PCB布局布線傳導或輻射到電路中的噪聲。

 

電磁耦合

 

電磁場可以通過以下一種或多種方法在電路中感應噪聲：輻射耦合


、容性耦合
、感性耦合和傳導耦合。通過適當的

PCB布局布線和屏蔽技術
，可以降低此類耦合的影響

，但

這不在本應用筆記的討論範圍之內。

 

壓電效應

 

某些器件，如高容值多層陶瓷電容等，對機械衝擊和振動敏感(即具有顫噪效應)，這zhe是shi因yin為wei其qi結jie構gou中zhong使shi用yong了le高gao介jie電dian常chang數shu材cai料liao。這zhe些xie電dian介jie質zhi具ju有you高gao壓ya電dian性xing，很hen容rong易yi將jiang微wei小xiao的de機ji械xie振zhen動dong轉zhuan換huan為wei毫hao伏fu甚shen至zhi微wei伏fu電dian平ping信xin號hao。因yin此ci，低di電dian平ping信xin號hao鏈lian電dian路lu中zhong不bu推tui薦jian使shi用yong高gao容rong值zhi陶tao瓷ci電dian容rong。

 

雖(sui)然(ran)薄(bo)膜(mo)電(dian)容(rong)不(bu)具(ju)有(you)壓(ya)電(dian)性(xing)，但(dan)它(ta)也(ye)對(dui)振(zhen)動(dong)敏(min)感(gan)
，這(zhe)是(shi)因(yin)為(wei)薄(bo)膜(mo)電(dian)介(jie)質(zhi)上(shang)的(de)任(ren)何(he)機(ji)械(xie)應(ying)力(li)都(dou)會(hui)使(shi)薄(bo)膜(mo)厚(hou)度(du)發(fa)生(sheng)細(xi)微(wei)變(bian)化(hua)，導(dao)致(zhi)電(dian)容(rong)略(lve)微(wei)增(zeng)大(da)或(huo)減(jian)小(xiao)。電(dian)容(rong)中(zhong)存(cun)儲(chu)的(de)能(neng)量(liang)是(shi)恒(heng)定(ding)的(de)，因(yin)此(ci)電(dian)壓(ya)必(bi)須(xu)略(lve)微(wei)改(gai)變(bian)以(yi)適(shi)應(ying)電(dian)容(rong)變(bian)化(hua)。能(neng)量(liang)
、電容和電壓之間的關係可通過下式來描述：

 

 

機械應力消除後，電容上的電壓回到其原始狀態。如果機械應力是周期性的，則將產生一個小交流電壓。

 

電源噪聲

 

電源噪聲和紋波一般是LDO輸出端僅次於內部噪聲的最主要噪聲源。根據噪聲源的頻譜成分，LDO可以大大改善下遊電路的電源質量。

 

在(zai)許(xu)多(duo)係(xi)統(tong)中(zhong)，來(lai)自(zi)交(jiao)流(liu)電(dian)源(yuan)或(huo)電(dian)池(chi)的(de)電(dian)源(yuan)由(you)高(gao)效(xiao)率(lv)開(kai)關(guan)模(mo)式(shi)電(dian)源(yuan)轉(zhuan)換(huan)為(wei)中(zhong)間(jian)電(dian)壓(ya)，以(yi)便(bian)在(zai)整(zheng)個(ge)係(xi)統(tong)中(zhong)分(fen)配(pei)。這(zhe)些(xie)中(zhong)間(jian)電(dian)壓(ya)在(zai)使(shi)用(yong)點(dian)被(bei)轉(zhuan)換(huan)為(wei)特(te)定(ding)電(dian)壓(ya)。

 

開關模式電源的噪聲主要取決於其拓撲結構和負載狀態。頻譜成分可以是從數Hz到數十MHz。許多情況下，為了給敏感的模擬負載供電，需要通過LDO淨化高噪聲電源分配總線。LDO抑製輸入源噪聲的能力取決於其PSRR以及它如何隨頻率而變化。

 

LDO中的噪聲

 

LDO的主要內部噪聲源是內部基準電壓和誤差放大器。現代LDO采用數十nA的內部偏置電流工作，以便實現15 μA或更低的靜態電流。這種低偏置電流要求使用高達GΩ級的大值偏置電阻。

 

基準電壓噪聲

 

電阻的熱噪聲定義為Vn = √(4kTRB)
，可以看出
，電阻對基準電壓電路噪聲的貢獻可能相當大。幸運的是
，LDO的基準電壓不需要數Hz以上的帶寬，可以利用片內無源濾波來

輕鬆降低該噪聲。

 

例如，一個源阻抗為0.1 GΩ的帶隙基準電壓源在10 Hz到100kHz範圍內具有407 μV rms的噪聲
，將帶寬限製在10 Hz

，噪聲可以降低至4.1 μV rms。如果將帶寬降低至1.6 Hz
，則基準電壓源的噪聲貢獻降低至1.3 μV rms。利用一個1 GΩ電阻和一個100 pF電容可以構建一個轉折頻率為1.6 Hz的單極點RC濾波器。圖3顯示了如何在芯片中實現這樣一個1.0 V超低噪聲基準電壓源。

 

 

誤差放大器噪聲

 

ruguoshiyongdizaoshengjizhundianyayuan，zewuchafangdaqijiangchengweizongshuchuzaoshengdezhongyaolaiyuan。jizhundianyayuanhewuchafangdaqidezaoshenggongxianbuxiangguan，bixutongguojunfanggenfangfaqiuhe。

 

圖4所示為一個具有500 mV基準電壓源的2.5 V輸出LDO示例。基準電壓源的噪聲為1 μV rms，誤差放大器的噪聲為1.5μV rms，總噪聲為9 μV rms，計算如下：

 

 

 

圖4. 基準電壓源和誤差放大器的噪聲貢獻(ADP223)

 

降低LDO噪聲

 

用於降低LDO噪聲的方法主要有兩種：

• 對基準電壓進行濾波

• 降低誤差放大器的噪聲增益

 

某些LDO允許使用外部電容來對基準電壓進行濾波。事實上，許多所謂的超低噪聲LDO都需要使用外部降噪電容來實現其低噪聲性能。對基準電壓進行外部濾波的缺點是啟動時間與濾波電容的大小成比例
，圖3說明了為什麼會如此。連接100 pF電容的節點被引出，以便連接外部電容。

 

jiangdiwuchafangdaqidezaoshengzengyiduiqidongshijiandeyingxiangburuduijizhundianyajinxinglvbonayangda
，yinergengrongyizaiqidongshijianyushuchuzaoshengzhijianquanhengxuanze。yihandeshi，duiyugudingshuchuLDO，由於無法接入反饋節點

，輸出噪聲一般無法降低。然而
，在大多數可調輸出LDO中
，很容易接入反饋節點。

 

如果誤差放大器的噪聲貢獻大於基準電壓源的貢獻
，則降低誤差放大器的噪聲增益可以顯著降低LDO的總噪聲。確定誤差放大器是否是主要噪聲來源的一種方法
，就是比較特定LDO的固定輸出版本與可調輸出版本的噪聲。如果固定輸出LDO的噪聲遠低於可調輸出LDO，則誤差放大器是主要噪聲源。

 

圖5所示為一個2.5 V輸出可調LDO，R1、R2、R3和C1為外部元件。所選的R3用於將放大器的高頻增益設置為1.5倍至2倍。某些LDO的相位裕量較低，或者在單位增益下不穩定。所選的C1用於將降噪網絡(C1
、R1和R3)的低頻零點設置在10 Hz至100 Hz範圍內，確保1/f區中的噪聲得到充分降低。

 

圖5. 降低可調輸出LDO的噪聲增益

 

圖6顯示了降噪(NR)網絡對高壓可調LDO噪聲譜密度的影響。從圖6可以看出，在20 Hz至2 kHz範圍，噪聲性能提高大約3倍(~10 dB)。注意，兩條曲線在20 kHz以上融合
，這

 

是因為誤差放大器的閉環增益達到放大器的開環特性，無法進一步降低噪聲增益。

 

在同一頻率範圍內
，PSRR性能也有改善(更多信息參見“改善PSRR”部分)。

 

圖6. 可調輸出LDO的噪聲譜密度

 

LDO數據手冊中的噪聲規格

 

通常，LDO數據手冊通過兩種方式來規定內部噪聲：

• 一定帶寬內的總積分噪聲，用μV rms表示(見圖7)

• 噪聲譜密度曲線，噪聲與頻率的關係用μV/√Hz表示(見圖6)

 

ADI公司數據手冊規定10 Hz至100 kHz帶寬內的總積分噪聲。圖7顯示了10 Hz至100 kHz帶寬內ADP223在不同輸出電壓下的總均方根噪聲與負載電流的關係。

 

通常而言，輕負載下的均方根噪聲較低，因為LDO的帶寬隨著靜態電流而降低。當負載電流達到數mA時
，LDO以全帶寬工作
，噪聲不隨負載而變化。

 

圖7. 均方根噪聲與負載電流和輸出電壓的關係(ADP223) 

 

圖8所示為ADP223的噪聲譜密度圖，它顯示了10 Hz至100 kHz頻率範圍內噪聲譜密度隨輸出電壓的變化情況。

 

在該帶寬內對此圖中的數據進行積分可得到均方根噪聲。對於任意頻率範圍，可以使用以下公式來估算均方根噪聲：

 

 

其中：

BW = N_FU − N_FL.

N_FL為頻率下限時的噪聲(單位μV/√Hz)

N_FU為頻率上限時的噪聲(單位μV/√Hz)

 

例如
，對於圖8中的1.2 V輸出
，10 Hz至100 Hz範圍內的均方根噪聲約為：

 

 

噪聲譜密度測量在足夠高的負載電流下進行，確保LDO以全帶寬工作，但又不能過高，以至於引起嚴重的自熱效應。對於最大輸出電流為1 A或以下的大多數LDO，10 mA較為適當。

 

圖8. 噪聲譜密度與輸出電壓的關係(ADP223)

比較LDO噪聲指標

 

均方根噪聲用單一數值表示，因此它是用於比較不同LDO性能的一個有用指標。然而
，進行比較的LDO的噪聲指標必須是在相同的測試條件下測得。

 

例如
，在10 Hz至100 kHz範圍內，1.2 V輸出的ADP223均方根噪聲約為27.7 μV rms。如果噪聲帶寬降到100 Hz至100kHz，則均方根噪聲降至約26.2 μV rms。均方根噪聲之所以降低，是因為進行的噪聲測量不再包括10 Hz至100 Hz範圍內的8.9 μV rms噪聲。

 

 

此外還必須留意所考慮的LDO的降噪特性。對於需要外部電容進行降噪的LDO，不使用電容時的噪聲可能比使用電容時高100倍。在要求小尺寸和低成本的應用中，出於節省PCB麵積和成本考慮
，可能會選擇不需要外部降噪電容，但噪聲略高於需要降噪電容的LDO。

 

LDO PSRR

 

LDO的PSRR常常與內部噪聲相混淆。簡單地說，PSRR衡量電路抑製電源輸入端出現的外來信號(噪聲和紋波)
，使這些幹擾信號不致於破壞電路輸出的能力。電路的PSRR定義如下：

 

 

其中，VEIN和VEOUT分別是輸入端和輸出端出現的外來信號。

 

對於ADC、DAC和放大器等電路，該PSRR適用於向目標電路內部供電的輸入端。對於LDO，輸入電源引腳為調節輸出電壓和內部電路供電。

 

PSRR與頻率的關係

 

PSRR不是通過單一值來定義，因為它與頻率相關。如圖1所示，LDO由基準電壓、誤差放大器
、MOSFET或雙極性晶體管等功率調整元件組成。誤差放大器提供直流增益以便調節輸出電壓。誤差放大器的交流增益特性在很大程度上決定了LDO的PSRR。典型LDO在10 Hz時可能具有高達80 dB的PSRR，但在數十kHz時則可能降至僅20 dB。

 

誤差放大器增益帶寬與PSRR的關係如圖9所示。本例已進行高度簡化，輸出電容和調整元件寄生效應被忽略。

 

PSRR等於60 dB開環增益的倒數
，直到3 kHz時增益開始滾降。PSRR以20 dB/10倍的速率降低，直到3 MHz時PSRR達到0 dB；對於此後所有更高的頻率，PSRR保持0 dB不變。

 

圖9. 簡化的LDO增益與PSRR的關係

 

圖10的PSRR曲線顯示了表征LDO PSRR的三個主要頻域：基準電壓PSRR區、開環增益區和輸出電容區。

 

圖10. 典型LDO PSRR與頻率的關係

 

基準電壓PSRR區取決於基準電壓放大器的PSRR和LDO開環增益。理想情況下
，基準電壓放大器完全不受電源擾動的影響。實際上，基準電壓隻需要抑製最高數十Hz的電源噪聲，因為誤差放大器反饋確保在低頻時具有高PSRR。

 

在大約10 Hz以上的第二區中
，PSRR主要由LDO的開環增益決定。此區中的PSRR是誤差放大器增益帶寬(最高為單位增益頻率)的函數。在低頻時，誤差放大器的交流增益等於直流增益並保持不變，直至達到3 dB滾降頻率。在高於3dB滾降點的頻率
，誤差放大器的交流增益隨著頻率提高而

降低，變化速率通常為20 dB/10倍。

 

在誤差放大器的單位增益頻率以上，控製環路的反饋對PSRR無影響，PSRR由輸出電容和輸入與輸出電壓之間的任何寄生效應決定。在這些頻率，輸出電容ESR和ESL以及電路板布局布線會強烈影響PSRR。為了降低高頻諧振的影響，必須特別注意布局布線。

 

PSRR與負載電流的關係

 

如“PSRR與頻率的關係”部分所述，LDO的PSRR取決於誤差放大器反饋環路的增益帶寬
，任何會影響此環路增益的因素都會影響LDO的PSRR。負載電流可以通過兩種方式影響PSRR。

 

在低負載電流下(通常小於50 mA)
，調整元件的輸出阻抗很高。由於控製環路的負反饋，LDO輸出似乎是理想的電流源。輸出電容和調整元件形成的極點導致輸出阻抗出現在相對較低的頻率，並且往往會提高低頻時的PSRR。低電流時輸出級的高直流增益往往也會提高誤差放大器單位增益

點以下頻率時的PSRR。

 

在重負載電流下

，LDO輸shu出chu不bu太tai像xiang是shi一yi個ge理li想xiang電dian流liu源yuan，調tiao整zheng元yuan件jian的de輸shu出chu阻zu抗kang相xiang對dui較jiao低di，導dao致zhi輸shu出chu級ji的de增zeng益yi降jiang低di。輸shu出chu級ji增zeng益yi的de下xia降jiang使shi得de直zhi流liu到dao反fan饋kui環huan路lu單dan位wei增zeng益yi頻pin率lv範fan圍wei內nei的dePSRR降低。圖11顯示直流增益隨著負載電流的降低而顯著下降。從200 mA到100 mA，ADP151的直流增益下降超

過20 dB。

 

輸出級帶寬因為輸出極點頻率的提高而提高。在高頻時，PSSR似乎應當隨著環路帶寬的提高而提高，但實際上，由於總環路增益的降低
，高頻PSRR可能沒有提高。一般而言

，輕負載時的PSRR優於重負載時的PSRR。

 

圖11. 典型LDO PSRR與負載電流的關係(ADP151)

 

PSRR與LDO裕量的關係

 

LDO的PSRR也與輸入到輸出的壓差或裕量有關。對於固定裕量電壓，PSRR隨著負載電流的提高而降低
，這在重負載電流和小裕量電壓時尤其明顯。圖12顯示了2.8 V輸出ADP151在200 mA負載
、500 mV和1 V裕量下的PSRR差異。

 

隨著負載電流提高
，調整元件(ADP151的P-MOSFET)脫離飽和狀態
，進入三極工作區

，其增益相應地降低，這導致LDO的總環路增益降低，因而PSRR下降。裕量越小，則增益降幅越大。在某些小裕量電壓
，控製環路根本沒有增益
，PSRR降至0。

 

降低環路增益的另一個因素是調整元件具有一個非零電阻，或稱RDS_ON。RDS_ON包括MOSFET導通電阻、片內互連電阻和線焊電阻。RDS_ON通過LDO的壓差電壓估算。例如
，WLCSP封裝的ADP151在200 mA負載下的最差情況壓差電壓為200 mV，這意味著RDS_ON約為1.0 Ω。圖13顯示了調整元件和RDS_ON的簡化原理圖。

 

圖12. 典型LDO PSRR與裕量的關係(ADP151) 

 

負載電流引起的RDS_ON上的任何壓降都會導致調整元件有效部分的裕量降低相應的量。例如
，如果調整元件是一個1 Ω器件
，負載電流為200 mA
，則裕量將降低200 mV。當LDO在1 V或更低的裕量電壓下工作時
，估算LDO PSRR時必須考慮此壓降。

 

改善PSRR

 

在既定的負載電流下，LDO的PSRR可以通過多種方式加以改善：

• 讓LDO在至少1 V的裕量下工作。某些LDO，如ADP151等，能夠在低至500 mV的裕量下很好地工作。

• 使用最大負載電流額定值至少比預期負載大1.5倍的LDO。

• 在LDO的輸入端或輸出端增加外部濾波。

• 如果裕量足夠，級聯兩個或更多LDO。

 

增加外部濾波以提高PSRR

 

增加外部濾波可以大大改善LDO電路的PSRR，但是，其代價是電路更複雜，並且裕量和效率會降低。根據應用不同
，可以將額外濾波添加到LDO的輸入端(前置濾波)或輸出端(後置濾波)。

 

後置濾波常常用於LDO輸出端存在顯著低頻噪聲的場合
，如ADP151等現代低噪聲LDO不再需要後置濾波。後置濾波的缺點是濾波器電感的電阻會引起額外的負載調整誤差。

 

當必須抑製高頻噪聲時
，如開關轉換器的輸出電壓紋波等，增加前置濾波更合適

，而且它不會影響負載調整。

 

圖14顯示一個LDO電路同時采用前置濾波和後置濾波
，然而，通常情況下僅使用一個外部濾波器。

 

圖14. 采用外部前置濾波和後置濾波的LDO 

 

濾波器的主要元件是L_F和C_F，用於設置濾波器的轉折頻率。C_D和R_D消除L_F和C_F的諧振。C_IN和C_OUT是用於LDO的典型輸入和輸出電容，但CIN不是必需的。

 

C_F、L_F
、C_D和R_D的值可以通過以下方程式來確定：
 

 

例如，假設必須將一個開關轉換器的1 MHz紋波降低至少30 dB
，100 kHz至200 kHz的轉折頻率應當足夠。

 

根據方程式9，假設C_F= 1 μF、L_F= 1 μH，則f_C = 160 kHz。

根據方程式10，C_D = 10 μF；根據方程式11
，R_D = 1 Ω。

 

圖15顯示了示例濾波器的響應。1 MHz時的衰減約為33 dB，最大峰化約為0.7 dB(81 kHz時)。

 

電感L_F的直流電阻應盡可能低
，以使裕量降幅最小(對於後置濾波器，則使負載調整誤差最小)。電感的飽和電流也必須至少像電路的最大預期負載電流一樣高。

 

圖15. 示例紋波濾波器的響應

 

級聯多個LDO以提高PSRR

 

在裕量充足的應用中
，級聯多個LDO(如ADP151等)可以大大提高PSRR，同時保持ADP151的低輸出噪聲特性。圖16顯示兩個級聯LDO的原理圖。旁路電容C_IN
、C_OUT和C_O等於ADP151數據手冊的推薦值
，即1 _μF。

 

圖16. 級聯LDO 

 

所選的LDO1輸出確保LDO2上的裕量至少為500 mV。為獲得最佳性能，LDO1上的裕量至少也應為500 mV。圖17比較了一個1.8 V ADP151與兩個級聯ADP151的PSRR。兩種情況下的負載電流和裕量均分別為200 mA和1 V。從圖17可以清楚地看出，級聯兩個LDO可以將寬頻率範圍內的

PSRR提高多達30 dB。

 

圖17. 一個LDO和級聯LDO的PSRR

 

比較LDO PSRR指標

 

比較LDO的PSRR指標時，應確保測量是在相同的測試條件下進行。許多舊式LDO僅說明120 Hz或1 kHz時的PSRR，而未提及裕量電壓或負載電流。至少電氣技術規格表中的PSRR應針對不同的頻率列出。為使比較有意義，最好應使用不同負載和裕量電壓下的PSRR典型工作性能曲線。

 

輸出電容也會影響高頻時的LDO PSRR。例如，1 μF電容的阻抗是10 μF電容的10倍。在頻率高於誤差放大器的0 dB交越頻率時

，電源噪聲的衰減與輸出電容有關，此時的容值特別重要。比較PSRR數值時
，輸出電容的類型和值必須相同，否則比較無效。

 

LDO總噪聲

 

內部噪聲和PSRR均構成LDO總輸出噪聲的一部分。根據應用不同，內部噪聲和PSRR二者之一的貢獻可能很重要
，或者二者的貢獻均很重要。當PSRR和內生噪聲對應用的整體性能均有影響時，就無法應用噪聲的單一數值。

 

一個典型應用是利用開關轉換器為RF PLL供電。為了抑製來自開關轉換器的紋波
，輸出通過一個LDO進行調節。LDO的內部噪聲會輕微調製PLL的電源，從而在PLL的輸出端引起相位噪聲。PLL的相位噪聲由VCO頻率偏移引起，與電源電壓有關
，表示為Δf/ΔV
，常常稱為VCO的推移增益。

 

LDO的PSRR可以降低開關轉換器在LDO單位增益頻率以下的噪聲。超出LDO的單位增益頻率時，開關轉換器噪聲由LDO輸出電容或LDO之後的無源濾波進行衰減。未經充分衰減的開關轉換器頻率諧波表現為PLL頻率任一端上的雜散。 

 

結束語

 

一般而言，LDO噪聲包括兩部分：內部或內生噪聲以及外部或外生噪聲。

 

熱噪聲和1/f噪聲是主要的內生噪聲源，與LDO的設計和半導體技術有關。

 

外部噪聲有許多來源
，但最常見的是LDO輸入電源的噪聲。

 

由於LDO具有高增益以確保良好的線路和負載調整性能，因此它能夠衰減來自輸入電源的噪聲和紋波，這就是LDO的PSRR。LDO的帶寬有限，因此其PSRR隨著頻率提高而降低。LDO帶寬之外的噪聲無法通過LDO本身進行衰減，可以利用無源濾波器來降低。