在Vcc星型拓撲的主節點處最好放置一個大容量的電容器，如2.2μF。該電容具有較低的SRF
，對於消除低頻噪聲
、建立穩定的直流電壓很有效。IC的每個電源引腳需要一個低容量的電容器（如10nF）
，用來濾除可能耦合到電源線上的高頻噪聲。對於那些為噪聲敏感電路供電的電源引腳，可能需要外接兩個旁路電容。例如：用一個10pF電容與一個10nF電dian容rong並bing聯lian提ti供gong旁pang路lu，可ke以yi提ti供gong更geng寬kuan頻pin率lv範fan圍wei的de去qu耦ou，盡jin量liang消xiao除chu噪zao聲sheng對dui電dian源yuan電dian壓ya的de影ying響xiang。每mei個ge電dian源yuan引yin腳jiao都dou需xu要yao認ren真zhen檢jian驗yan

，以yi確que定ding需xu要yao多duo大da的de去qu耦ou電dian容rong以yi及ji實shi際ji電dian路lu在zai哪na些xie頻pin點dian容rong易yi受shou到dao噪zao聲sheng的de幹gan擾rao。

 

良好的電源去耦技術與嚴謹的PCB布局、Vcc引線（星型拓撲）相結合
，能夠為任何RF係統設計奠定穩固的基礎。盡管實際設計中還會存在降低係統性能指標的其它因素
，但是，擁有一個“無噪聲”的電源是優化係統性能的基本要素。

 

圖3.過孔的電特性模型

 

 

地層的布局和引線同樣是WLAN電路板設計的關鍵，它們會直接影響到電路板的寄生參數，存在降低係統性能的隱患。RFdianlushejizhongmeiyouweiyidejiedifangan，shejizhongkeyitongguojigetujingdadaomanyidexingnengzhibiao。keyijiangdipingmianhuoyinxianfenweimonixinhaodiheshuzixinhaodi
，haikeyigelidadianliuhuogonghaojiaodadedianlu。genjuyiwangWLAN評估板的設計經驗，在四層板中使用單獨的接地層可以獲得較好的結果。憑借這些經驗性的方法，用地層將RF部分與其它電路隔離開

，可以避免信號間的交叉幹擾。如上所述，電路板的第二層通常作為地平麵
，第一層用於放置元件和RF引線。

 

接jie地di層ceng確que定ding後hou，將jiang所suo有you的de信xin號hao地di以yi最zui短duan的de路lu徑jing連lian接jie到dao地di層ceng非fei常chang關guan鍵jian，通tong常chang用yong過guo孔kong將jiang頂ding層ceng的de地di線xian連lian接jie到dao地di層ceng，需xu要yao注zhu意yi的de是shi
，過guo孔kong呈cheng現xian為wei感gan性xing。圖tu3所示為過孔精確的電氣特性模型

，其中Lvia為過孔電感，Cvia為過孔PCB焊盤的寄生電容。如果采用這裏所討論的地線布局技術，可以忽略寄生電容。一個1.6mm深
、孔徑為0.2mm的過孔具有大約0.75nH的電感，在2.5GHz/5.0GHz WLAN波段的等效電抗大約為12Ω/24Ω。因此
，一個接地過孔並不能夠為RF信號提供真正的接地，對於高品質的電路板設計
，應該在RF電路部分提供盡可能多的接地過孔，特別是對於通用的IC封feng裝zhuang中zhong的de裸luo露lu接jie地di焊han盤pan。不bu良liang的de接jie地di還hai會hui在zai接jie收shou前qian端duan或huo功gong率lv放fang大da器qi部bu分fen產chan生sheng有you害hai的de輻fu射she，降jiang低di增zeng益yi和he噪zao聲sheng係xi數shu指zhi標biao。還hai需xu注zhu意yi的de是shi，接jie地di焊han盤pan的de不bu良liang焊han接jie會hui引yin發fa同tong樣yang的de問wen題ti。除chu此ci之zhi外wai，功gong率lv放fang大da器qi的de功gong耗hao也ye需xu要yao多duo個ge連lian接jie地di層ceng的de過guo孔kong。

 

圖4.以MAX2827參考設計板為例的PLL濾波器元件布局

 

濾除其它級電路的噪聲
、抑製本地產生的噪聲，從而消除級與級之間通過電源線的交叉幹擾
，這是Vcc去耦帶來的好處。如果去耦電容使用了同一接地過孔，由於過孔與地之間的電感效應，這些連接點的過孔將會承載來自兩個電源的全部RF幹擾，不僅喪失了去耦電容的功能，而且還為係統中的級間噪聲耦合提供了另外一條通路。

 

在本文的後麵部分將會看到，PLL的實現在係統設計中總是麵臨巨大挑戰
，要想獲得滿意的雜散特性必須有良好的地線布局。目前，IC設計中將所有的PLL和VCO都集成到了芯片內部，大多數PLL都利用數字電流電荷泵輸出通過一個環路濾波器控製VCO。通常，需要用二階或三階的RC環huan路lu濾lv波bo器qi濾lv除chu電dian荷he泵beng的de數shu字zi脈mai衝chong電dian流liu，得de到dao模mo擬ni控kong製zhi電dian壓ya。靠kao近jin電dian荷he泵beng輸shu出chu的de兩liang個ge電dian容rong必bi須xu直zhi接jie與yu電dian荷he泵beng電dian路lu的de地di連lian接jie。這zhe樣yang
，可ke以yi隔ge離li地di回hui路lu的de脈mai衝chong電dian流liu通tong路lu，盡jin量liang減jian小xiaoLO中相應的雜散頻率。第三個電容（對於三階濾波器）應該直接與VCO的地層連接，以避免控製電壓隨數字電流浮動。如果違背這些原則，將會導致相當大的雜散成分。

 

 

數字射頻存儲器（DRFM）shixiandaidianziduikangxitongzhongyouyuanleidaganraojidezhuyaozuchengbufen，yongyujiangjieshoudaodeleidaxinhaojingquedifuzhihouzaifanhuigaileidaxitong，yicilaihunxiaogaixitong。zhengshiyingyongDRFM的精確複製雷達信號的特點，DRFM技術已經廣泛應用於各種雷達回波信號發生器、leidazongheceshiyihegeleitongyongxinhaoyuandeyanzhi。weilegenghaodibaozhenfuzhigeleixinhao，weiyanjiushuzishepincunchuqitigongkekaodefangzhenlilunyijushibenwendezhuyaoyanjiuneirong。

 

 

數字射頻存儲（DRFM）的基本工作原理：首先將輸入射頻信號下變頻為中頻信號，經A／D變換後成為數字信號
，寫入高速存儲器中。當需要重發這一信號時
，在控製器控製下讀出此數字信號並由D／A變換為模擬信號。然後用同一本振作上變頻
，得到射頻輸出信號，完成對輸人信號的存儲轉發。

 

首先對量化過程進行分析，現假設基帶輸入信號為一個正弦信號gi（t）=Esinωit，量化位數為N，經過量化後的信號可用階梯波y（t）表示，y（t）可以被認為是N對矩形波的疊加。如果A／D變換的量化位數為m，那麼正或負半周的量化台階數為N=2m-1。

 

階梯波的表達式為：

 

E2n+1就是量化產生的諧波分量幅度，可由該式計算各階諧波的功率。

 

在采樣的過程中，為簡便起見
，以一位量化信號作為輸入，則輸入信號為：

 

式中：E，ωi分別為輸入信號的幅度和角頻率。設采樣脈衝信號為fs（t），采樣後的信號為fo（t），則采樣過程在時域上的數學表示式為fo（t）=fi（t）fs（t），在DRFM中采用等間隔均勻采樣
，采樣周期為Ts，采樣時鍾頻率ωs=2πfs。在實際電路中，采樣是在采樣脈衝上升的瞬間完成的。因此采樣脈衝的寬度可以看成一個窄脈寬
，用τs。來表示。采樣脈衝的傅裏葉級數為：

 

式中：Es，τs，Ts和ωs分別為采樣信號的幅度
、脈寬
、周期和角頻率。則：

 

在式（6）中，第一項是基帶的諧波信號，是由量化所產生的頻譜成分，隻有在基帶濾波器內，諧波將成為寄生信號，所有nωi》ωs／2的項將被濾除（n取奇數）


；第二項則完全在濾波器外，不用考慮
；第三項是交調信號
，滿足（mωs-nωi）《ωs／2的所有成分，將成為交調寄生信號，它們是信號諧波與時鍾諧波的交叉調製引起的。若以D表示脈衝信號占空比，且忽略第二項，則式（6）變為：

 

式（8），式（9）即為計算1 b量化DRFM的高次諧波和交調信號幅度的方法。

 

 

通過建立數學模型，應用當前功能強大的Matlab中Simulink工具箱可以很好地實現該係統的仿真。采樣與量化過程的仿真建模如圖1所示。

 

信號發生部分采用Signal Generator模塊產生正弦波；噪聲源采用Gaussian Noise Generator
，Zero-Order Hold模塊實現采樣功能。Compare To Zero模塊實現單比特量化

，Uniform. Encoder模塊實現多比特量化。各路信號分別經Data Type Conversion轉換為合適的數據格式
，送入Spectrum Scope顯xian示shi頻pin譜pu。該gai模mo型xing同tong時shi顯xian示shi四si路lu信xin號hao經jing處chu理li後hou的de頻pin譜pu
，四si路lu信xin號hao由you同tong一yi信xin號hao源yuan產chan生sheng，以yi使shi得de結jie果guo更geng具ju可ke比bi較jiao性xing。為wei了le盡jin量liang模mo擬ni實shi際ji環huan境jing
，加jia入ru了le均jun值zhi為wei0、方差為0．01的高斯噪聲。

 

 

（1）輸入信號頻率fi=10 MHz
，經理論分析計算得到表1。

 

對模型進行仿真得到結果如圖2所示（（a）～（d）分別對應於仿真模型的四個支路）。

 

（2）輸入信號頻率fi=20 MHz。經理論分析計算得到表2；對模型進行仿真結得到結果如圖3所示（（a）～（d）分別對應於仿真模型的四個支路）。

 

由理論圖表及仿真圖形可知
，該組仿真方案沒有諧波產生
，頻譜圖中僅有45 MHz處的基波和15 MHz

，75 MHz處(chu)的(de)交(jiao)調(tiao)，這(zhe)一(yi)現(xian)象(xiang)是(shi)由(you)於(yu)信(xin)號(hao)頻(pin)率(lv)過(guo)高(gao)
，以(yi)致(zhi)於(yu)諧(xie)波(bo)頻(pin)率(lv)過(guo)高(gao)而(er)被(bei)基(ji)帶(dai)濾(lv)波(bo)器(qi)除(chu)去(qu)。盡(jin)管(guan)沒(mei)有(you)諧(xie)波(bo)產(chan)生(sheng)
，但(dan)是(shi)交(jiao)調(tiao)的(de)功(gong)率(lv)很(hen)大(da)
，對(dui)係(xi)統(tong)的(de)高(gao)性(xing)能(neng)工(gong)作(zuo)同(tong)樣(yang)是(shi)一(yi)個(ge)不(bu)利(li)因(yin)素(su)。

 

 

綜上所述，根據采樣與量化過程仿真分析可以得出：

 

（1）采樣和量化使信號頻譜發生變化，出現了新的頻率分量——諧波和交調，降低了DRFM的有效發射功率


，使得係統的工作能力變差。

 

（2）噪聲汙染會使頻譜變得更加複雜
，對於一個係統
，輸出信噪比取決於輸入信噪比和係統內部信噪比，因此噪聲的存在必將降低DRFM的信噪比。

 

（3）總的來講
，諧波分量隨頻率增加降低


，而交調分量隨頻率增加升高，也就是說高次諧波幅度較低次的小，而高次交調幅度較低次的大。

 

（4）dangxinhaopinlvhecaiyanglvyidingshi
，tigaocaiyanglvhuozengjialianghuaweishudoukeyiqidaoyizhijishengxinhaodezuoyong。jutilaijiang，tigaocaiyanglvduijiaotiaoyouhenhaodeyizhizuoyong
，erduixiebozuoyongbumingxian；增加量化位數對交調和諧波都有很好抑製作用。