【導讀】本文介紹了新型950V IGBT和二極管技術。950V IGBT結構基於微溝槽理念，與典型1200V技術相比，新型950V IGBT和二極管的靜態損耗和/或(huo)開(kai)關(guan)損(sun)耗(hao)顯(xian)著(zhu)降(jiang)低(di)。通(tong)過(guo)分(fen)析(xi)應(ying)用(yong)需(xu)求(qiu)與(yu)功(gong)率(lv)模(mo)塊(kuai)設(she)計(ji)的(de)相(xiang)互(hu)作(zuo)用(yong)
，本(ben)文(wen)確(que)定(ding)了(le)功(gong)率(lv)模(mo)塊(kuai)的(de)應(ying)用(yong)結(jie)果(guo)和(he)優(you)化(hua)路(lu)徑(jing)。得(de)益(yi)於(yu)經(jing)優(you)化(hua)的(de)功(gong)率(lv)模(mo)塊(kuai)設(she)計(ji)和(he)采(cai)用(yong)950V技術，近期推出的無基板Easy3B解決方案實現了全集成1500V ANPC拓撲結構。該拓撲結構的額定電流達到400A，而雜散電感低至僅15nH。

1.引言

提升開關速度
、提高開關頻率和增大功率密度是目前現代功率半導體器件主要的發展方向。特別是在光伏逆變器領域，開關速度、開關頻率和功率密度是提高逆變器性能的三個重要杠杆。在變頻器等其他應用中，應用特定限製條件（比如，使用的電機和電纜）限xian製zhi了le開kai關guan斜xie率lv。相xiang比bi之zhi下xia，光guang伏fu應ying用yong中zhong沒mei有you開kai關guan速su度du限xian製zhi條tiao件jian。在zai光guang伏fu應ying用yong中zhong，開kai關guan頻pin率lv越yue高gao，開kai關guan速su度du越yue快kuai
，功gong率lv濾lv波bo器qi元yuan件jian數shu量liang要yao求qiu可ke能neng設she計ji得de越yue小xiao。因yin此ci，光guang伏fu逆ni變bian器qi中zhong最zui先xian進jin的de開kai關guan器qi件jian應ying滿man足zu開kai關guan損sun耗hao極ji低di的de要yao求qiu。

同時，像采用三電平中性點鉗位型（NPC）或有源中性點鉗位型（ANPC）拓(tuo)撲(pu)結(jie)構(gou)的(de)逆(ni)變(bian)器(qi)已(yi)經(jing)廣(guang)泛(fan)地(di)用(yong)於(yu)太(tai)陽(yang)能(neng)光(guang)伏(fu)應(ying)用(yong)。我(wo)們(men)甚(shen)至(zhi)可(ke)以(yi)觀(guan)察(cha)到(dao)，為(wei)了(le)提(ti)高(gao)係(xi)統(tong)功(gong)率(lv)密(mi)度(du)和(he)效(xiao)率(lv)，逆(ni)變(bian)器(qi)采(cai)用(yong)五(wu)電(dian)平(ping)或(huo)多(duo)電(dian)平(ping)等(deng)更(geng)複(fu)雜(za)拓(tuo)撲(pu)結(jie)構(gou)的(de)趨(qu)勢(shi)顯(xian)現(xian)。就(jiu)光(guang)伏(fu)逆(ni)變(bian)器(qi)的(de)阻(zu)斷(duan)電(dian)壓(ya)而(er)言(yan)，典(dian)型(xing)工(gong)作(zuo)電(dian)壓(ya)增(zeng)加(jia)，這(zhe)反(fan)過(guo)來(lai)要(yao)求(qiu)提(ti)高(gao)開(kai)關(guan)元(yuan)件(jian)的(de)阻(zu)斷(duan)能(neng)力(li)。盡(jin)管(guan)過(guo)去(qu)1100V光伏逆變器是主流產品，但市場上目前的產品和即將推出的光伏逆變器的額定電壓均達到1500V。我們來重點討論一下開關元件。由於650V IGBT和二極管是針對1100V逆變器母線電壓進行優化的
，其阻斷能力不足以滿足1500V逆變器母線電壓的要求。這種情況下隻能使用未經優化的1200V IGBT和二極管。當然，價格更高的光伏逆變器可能使用SiC MOSFET，但實際上到目前為止，市場上尚未推出采用Si-IGBT的簡單解決方案。

本文介紹了新型950V IGBT和二極管技術。我們將新型950V技術與最先進的1200V器件進行比較。結果表明，與1200V器件相比，使用新型950V器件有助於大幅降低動態損耗和/或顯著改進靜態性能。然後，本文簡要介紹了ANPC拓撲結構的進一步使用和研究。接著，本文探討了功率模塊設計
、布局和拓撲結構需求之間的相互作用。顯然，必須采用經優化的設計
，隻有這樣才能實現最優性能。最後，本文介紹了一種適合1500V光伏逆變器的ANPC拓撲結構，其額定電流為400A。新推出的Easy3B模塊完全集成了該拓撲結構。該低電感功率模塊設計配置了950V器件，采用了經優化的設計。在典型開關頻率（比如20kHz）條件下，該低電感功率模塊的輸出功率比標準矽基1200V技術高出25%-35%。

2.適用於光伏應用的新型950V技術

新型950V IGBT技術基於微溝槽（MPT）設計。眾所周知，650V TRENCHSTOPTM 5和1200V TRENCHSTOP™ 7 IGBT器件均采用了該設計^[1,2,3]。^[4]中提供了微溝槽設計的原理圖，並詳細說明了該設計的特點和優化方式。由於采用可變接觸方案，開發出兩款具有不同性能的獨立器件：快速開關IGBT（S7）和優化靜態損耗的IGBT（L7)）。前者的靜態損耗處於中等水平
，但動態損耗大幅降低
；後者靜態損耗較低。新型950V二極管基於現有650V RAPID技術，具備良好的軟度和可靠的抗宇宙射線性能
，並且動態損耗較低。

圖1為650V

、950V和1200V MPT技術的折衷曲線。圖中給出的所有損耗值均是在結溫（T_J）為150°C、額定電流和直流母線電壓（V_DC）等於2/3阻斷電壓V_CES的條件下測得。從圖中可以開出


，650V MPT IGBT可以作為靜態損耗較高的極快開關器件（H5）以及靜態損耗優化的器件（L5）。與1200V T4相比，1200V MPT IGBT（T7）的靜態損耗較低，並且動態損耗處於中等水平。由於具備1200V阻斷能力，T7的動態損耗幾乎是S5的8倍
，但是兩者在額定電流（I_nom）下的集電極-發射極電壓不相上下。因此，950V MPT技術縮小了這一性能差距。L7的動態損耗幾乎比T7高約50%，但是L7的靜態損耗明顯更低。S7的動態損耗僅為T7的三分之一，但S7的靜態損耗處於中等水平。

圖1.650V、950V和1200V MPT IGBT技術權衡比較圖。圖中給出的靜態損耗和動態損耗值均是在T_J=150°C和V_DC=2/3∙V_CES條件下測得。另外，圖中給出了650V和1200V最先進第四代IGBT器件的損耗值作為參考。

應該注意的是，電流密度隨著阻斷電壓的增加而降低。L7和S7的電流密度比T7大50%左右。因此，如果功率模塊中使用的芯片麵積相同

，950V IGBT 的性能優勢比1200V IGBT更加明顯。另外，將L7和S7與最先進的1200V T4和650V E4進行比較，結果表明該性能優勢與采用MPT理念和技術直接相關。

接下來，我們重點比較L7、S7和T7。圖2顯示了L7、S7和T7的關斷和開通波形。關斷時
，S7的開關特性最硬，即開關斜率（dv/dt）最大且峰值電壓V_CE,peak最高。值得注意的是，由於柵極驅動單元固有絕緣能力製約，許多應用建議將dv/dt_max限製在25kV/µs。再來看S7，V_CE,peak和dv/dt接近各自的最大值，並且超過了上述典型應用限值。L7和T7的表現十分軟，未達到臨界值。開通時，所有器件的開關性能不相上下。如果柵極電阻（R_G）進一步降低，S7的開關損耗降低，dv/dt值增大。

圖2.在V_DC=600V和T_J=25°C條件下，當I_C=I_nom和I_C=0.1∙I_nom時
，L7、S7和T7的關斷波形（左側）和開通波形（右側）。表格包含特性參數。

圖3顯示了L7
、S7和T7的動態損耗之和
，即左側的開通損耗E_ON和關斷損耗E_OFF
，以及右側950V RAPID二極管和1200V EC7的恢複損耗之和。比較在相同的芯片額定電流條件下進行，即I_nom=400A和V_DC=750V。所示損耗是在集電極電流（I_C）和二極管電流（I_F）為175A的條件下測得。所使用的R_G值是根據上述V_CE,peak和dv/dt_max限值推導得出。

圖3.當V_DC=750V和I_nom=400A時，IGBT（左側）和二極管（右側）的開關損耗。對於T7
，開通和關斷時使用的最小R_G為1.8Ω。根據典型應用限值，L7使用R_G,on=9Ω和R_G,off=3Ω；L7使用R_G,on=12Ω和R_G,off=17Ω。

我們來看IGBT損耗。如果集電極電流最大為175A，S7的動態損耗顯然比T7略低。L7的情況則有所不同：毫無疑問，L7的動態損耗較大
，這是因為L7為經優化的低靜態損耗器件。如果I_C>175A，在T_J=150°C條件下，T7的動態損耗低於S7。然而，應該注意的是
，L7和S7的設計電流密度高於T7。如果在相同的幾何芯片尺寸下比較所有器件，情況就會有所改變。如果集電極電流為175A
，S7的動態損耗比T7降低20%，但是S7的靜態損耗僅比T7高100mV。L7的動態損耗基本不變，但是V_CE再次下降。當I_C=175A時，L7的靜態壓降比T7低300 mV。

對於二極管來說
，情況要簡單得多。為了清楚起見，950V RAPID二極管和1200V EC7二極管分別與S7和T7一起運行。950V RAPID二極管的損耗低於1200V EC7的損耗。此外，二極管損耗遠低於IGBT損耗，但通常這一點在光伏應用中並不重要。

3.ANPC拓撲結構研究

在本節中
，我們將研究ANPC拓撲結構及其在功率模塊設計內的相互作用。圖4顯示了光伏逆變器采用的典型ANPC拓撲結構。實驗中使用了六個子係統
，每個子係統由一個IGBT（T1至T6）和一個反並聯二極管（D1至D6）組成。以對稱方式從DC+到N和從N到DC-施加V_DC。在子係統1到子係統4中
，所研究的ANPC拓撲結構使用快速開關器件
；在係統5和子係統6中，該ANPC拓撲結構使用低靜態損耗器件。參考文獻^[5,6]全麵地探討和解釋了ANPC拓撲結構和相關換流通路。

圖4.子係統1至子係統4以及子係統5和子係統6中，ANPC拓撲結構分別采用快速開關器件和低靜態損耗器件的示意圖。實線和綠色虛線表示所研究的換流通路。

在有源功率運行中
，比如正輸出電壓和正輸出電流，圖4中實線和綠色虛線表示典型的換流通路。為了清楚起見，T1與D2換流，而T5連續處於開通狀態。因而，有源功率運行的一個主要換流通路是在DC+和N和/或N和DC-之間。因此，應該通過設計措施最大限度減少這些通路中的寄生電感，以確保優化性能。

4.ANPC拓撲結構

和功率模塊設計的相互作用

下麵分析ANPC拓撲結構性能與功率模塊設計的相互作用，如圖4所示。在本示例中，所有器件的最大阻斷電壓為650V。在任何情況下，分析結果均可以輕鬆地轉移到阻斷電壓更高（比如950V或1200V）的任何其他IGBT和二極管技術。

該方法分析了T1和D2的開關特性。本文將總雜散電感為50nH的典型功率模塊設計與L_σ,total=30nH的經優化功率模塊設計進行比較。為了清楚起見，設定L_σ,total=L_σ,setup+L_σ,module
，其中L_σ,setup為設置雜散電感，L_σ,module為模塊雜散電感。如[7]中所述
，雜散電感對器件性能有顯著的影響。在本研究中
，主要影響是由於存在ΔL_σ,module，因為L_σ,setup未發生顯著變化。

除非另有說明，本節所有測量均在室溫下進行，即T_J=25°C，V_DC=300V。實驗所用IGBT（S5）和二極管（EC3）的I_nom分別為400A和225A。

圖5顯示了I_C=150A時T1與L_σ,total的關斷波形。在兩個用例中，R_G相同
，因此器件的開關特性相似。由此可見，V_CE的顯著差異與ΔL_σ,module直接相關。然而
，如果L_σ,total較低，則最大V_CE為500V；如果L_σ,total較高，則會導致640V過電壓，接近器件的最大阻斷電壓。此外，較高L_σ,total與I_C和V_CE上更明顯的振蕩相關。

圖5.在T_J=25°C，V_DC=300V且I_C=150A條件下，T1分別在L_σ,total=50nH（左側）和L_σ,total=30nH（右側）時的關斷波形。

圖6顯示了當L_σ,total=50nH和L_σ,total=30nH時，IGBT關斷期間V_CE,peak與R_G和I_C的關係。L_σ,total,V_CE,peak隨R_G減小而增大，與L_σ,total和V_CE,peak無關。如果R_G較小且I_C≥150A，則可以看到V_CE,peak增加不明顯。這是由於電流跳變（snap-off）振蕩對開關特性的影響越來越大。因此，出現V_CE,peak的位置從關斷過程中由器件決定的di/dt轉移到電流跳變區。如果R_G較大，T1不再自關斷
，並且I_C與V_CE,peak的關係也會再次改變。圖中明顯可以看出，如果L_σ,total較大，V_CE,peak值也會較高。因此，如果未優化L_σ,total，即降低到其最小值，必須限製I_C，R_G和/或V_DC，以避免運行過程中超過器件的最大阻斷能力。圖7中圖表證實了這些分析結果。圖中顯示了當I_C=200A（相當於T1 I_nom的50%）時

，V_CE,peak與R_G的關係。當L_σ,total較高並且V_DC=400V時，R_G必須限製到28Ω

；如果L_σ,total較低，則沒有必要設定該限值。在V_CE,peak條件下，T1可以在R_G為10Ω或甚至更低情況下運行。

圖6.頂部：T_J=25°C和V_DC=300V條件下，當L_σ,total較高（左側）和較低（右側）時，IGBT關斷期間T1的峰值電壓與R_G和I_C的關係。底部：T_J=25°C和V_DC=300V條件下，當L_σ,total較高（左側）和較低（右側）時
，二極管恢複期間D2的dv/dt_max與R_G和I_F的關係。

圖7.在T_J=25°C，V_DC=300V和400V以及I_C=200A條件下
，當L_σ,total=50nH（左側）和30nH（右側）時V_CE,peak與R_G的關係。紅色線和橙色線分別表示V_DC =300V和400V時最大允許V_CE,peak。插圖：dv/dt_max與R_G的關係。紅色線表示dv/dt為25kV/µs。

我們來分析開關斜率。圖7中插圖顯示了最大電壓斜率dv/dt_max與R_G的關係。假設dv/dt為上文所述25kV/µs，L_σ,total較高和較低時，關斷期間最小R_G均限製到13Ω。

參照對T1的分析
，本文也對D2進行了類似分析。圖8顯示了I_F=10A時，二極管恢複波形與L_σ,total的關係。同樣，該分析中假設開關速度（即diF/dt）相同
，因此IF和V_F上的較大振蕩與L_σ,total的影響直接相關。電流較小時，二極管開關速度達到最快。因此
，這些工況下應考慮過壓和dv/dt。

圖8.在T_J=25°C
，V_DC=300V和I_F=10A條件下，當L_σ,total=50nH（左側）和30nH（右側）時，D2的二極管恢複波形。

圖6說明了當L_σ,total=50nH和30nH時，D2的dv/dt_max與R_G和I_F的關係。明顯可以看出

，R_G和I_F較低時

，dv/dt_max達到最高值。隨著R_G和/或I_F增大，dv/dt_max呈單調遞減趨勢。再來看L_σ,total，當L_σ,total較高時
，dv/dt_max明顯增加。具體解釋如下：不存在寄生電感的情況下
，二極管設計決定了由於給定di/dt條件下清除電荷過程而產生的電壓斜率。寄生電感的存在導致感應電壓對開關斜率造成疊加影響。特別是對於快速開關二極管，較大di/dt在恢複峰值之後出現，並導致額外的電壓增加。這反過來又加大了陡度，從而二極管處出現更高的dv/dt_max。應該注意的是，這個結論隻適用於二極管。對於換流通路中的IGBT
，由於感應電壓的符號反向，dv/dt_max值降低。

圖9再次顯示了R_G與dv/dt的關係
，具體顯示了當I_F=I_C=10A時，dv/dt_max與R_G的關係。本圖表直觀地顯示了二極管反向恢複期間D2處的dv/dt_max以及IGBT開通期間T2處的dv/dt_max。當L_σ,total較高且V_DC=400V時，R_G必須限製到12Ω；如果L_σ,total較低
，則沒有必要設定該限值。這意味著，D2和T1可以在R_G為10Ω或甚至更低情況下運行。如上文所述，當L_σ,total較高時
，二極管的dv/dt_max與IGBT的dv/dt_max明顯差異較大。隻有當R_G值大於50Ω時，二極管和IGBT的dv/dt_max值相似。如果L_σ,total較低，當R_G為30Ω時就已經達到dv/dt_max。圖9的插圖顯示了I_F=10A和V_DC分別為300V和400V條件下，D2的峰值電壓。在IGBT關斷期間也可以看到，當L_σ,tota較低時，V_diode,peak降低。盡管這一影響十分顯著
，並且V_diode,peak降低了百分之幾十，R_G的選擇不受此限製。因此，對於IGBT開通和二極管恢複，僅dv/dt_max限製並決定R_G的大小。

圖9.在T_J=25°C，V_DC=300V和400V以及I_F=I_C=10A條件下，當L_σ,total=50nH（左側）和30nH（右側）時D2（二極管恢複）和T1（IGBT開通）處dv/dt_max與R_G的關係。紅色線表示最大dv/dt為25kV/µs。插圖：V_diode,peak與R_G的關係。

我們來總結這些分析結果：當L_σ,total較高時，IGBT關斷期間V_CE,peak值較高
，並且二極管恢複期間dv/dt_max值較高。因此
，如果選用典型的功率模塊設計（與較高L_σ,total存在直接相關性），則必須在逆變器運行期間增大R_G，以避免器件和/或柵極驅動單元遭到損壞。圖10直觀地顯示了這些結果。圖中顯示了經優化功率模塊設計（L_σ,total=30nH）和典型功率模塊設計（L_σ,total=50nH）中，IGBT損耗（即，E_OFF、E_ON和E_REC之和）與I_C和I_F的關係。如上所述
，R_G取值確定如下：經優化功率模塊設計的R_G,on=10Ω，R_G,off=13Ω；典型功率模塊設計的R_G,on=12Ω，R_G,off=28Ω。可以明顯看出

，通過選用經優化的功率模塊設計和更低R_G值，IGBT和二極管的開關損耗大幅降低。對於子係統（即IGBT和二極管的組合）來說，損耗可降低多達28%。

圖10.在T_J=25°C和150°C條件下，經優化功率模塊設計（L_σ,total=30nH）和典型功率模塊設計（L_σ,total=50nH）中T1和D2的開關損耗與I_C和I_F的關係。插圖：T_J=150°C時
，由於采用經優化功率模塊設計，IGBT和二極管的損耗降低。

綜zong上shang所suo述shu，如ru果guo主zhu要yao目mu的de是shi實shi現xian最zui佳jia性xing能neng，則ze必bi須xu采cai用yong經jing優you化hua功gong率lv模mo塊kuai設she計ji。經jing優you化hua設she計ji的de適shi用yong性xing更geng強qiang
，支zhi持chi運yun行xing更geng高gao負fu載zai電dian流liu或huo通tong過guo減jian小xiaoRG提高開關速度。在該係統中，這有助於提高靈活性
，並且可以降低係統的複雜性，比如，減少無源元件或電源濾波器數量。

5.適用於1500V光伏逆變器的

優化功率模塊

根據前一部分的分析和結論

，要想在最終係統中實現最佳性能，必須采用經優化的功率模塊設計。為此，我們按照以下步驟開發適用於1500V光伏逆變器的經優化功率模塊。

第一步，確定ANPC拓撲結構的主要換流通路，如圖4所示。

第二步，在平行板波導設計中
，使電源端子位置相互靠近

，以最大限度減少DC+和N之間以及N和DC-之間的雜散電感。DC+
，N和DC-的位置如圖11所示。輸出端子設置在輸入端子對麵，從而簡化PCB設計。

第三步，確定內部布局，保證關鍵換流通路上襯底層僅存在非常小的換流回路。避免模塊襯底之間存在換流通路。

第四步，使用新型無基板Easy3B解決方案開發極低電感對稱式功率模塊。因此
，盡管該模塊麵積與兩個傳統Easy2B功率模塊的麵積相同
，其雜散電感僅為15nH。另外，與Easy1B和Easy2B相比
，Easy3B解決方案的熱阻抗降低。

第五步，在該功率模塊中集成950V IGBT和二極管技術。從而，針對1500V光伏逆變器進行優化且額定電流為400A的ANPC拓撲結構完成集成到單個功率模塊中。

使用圖4所示的1500V ANPC拓撲結構對該功率模塊的性能進行評估。T1至T4子係統和T5至T6子係統中分別選用S7和L7。T2和T3的I_nom為200A，所有其他IGBT的I_nom值為400A。對於二極管，本文分析了兩種主要應用場景：在一種場景中

，所有子係統均集成200A RAPID二極管
；在第二種場景中，使用I_nom=60A的1200V SiC肖特基二極管替代RAPID二極管D2和D3。同時
，將結合T7和EC7的ANPC拓撲結構作為參考設計，對有源功率換流通路進行比較。在所有用例中
，假定平均模塊溫度最多增加30K，這限製了該解決方案的適用性。

圖11.Easy3B解決方案
，帶有基於950V ANPC拓撲結構對應引腳分配。

圖12顯示了在DC+和DC-端子之間施加1200V電壓時，最大輸出電流I_out與開關頻率f_SW的關係。實線表示參考設計以及上述兩個基於L7/S7場景的I_out。三種解決方案的額定電流相同。當f_SW極低時，T7/EC7解決方案的I_out比兩種L7/S7解決方案高最多15%。當f_SW為高於20kHz的典型值，前者的I_out比後者高7%左右。值得一提的是，隻有當T7/EC7解決方案的功率密度明顯較低時
，才會實現上述I_out優勢。如果功率密度相同，即L7
、S7和RAPID二極管的芯片麵積相同，情況就會改變。圖中虛線直觀地顯示了這一點。可以明顯看出，配置RAPID二極管的L7/S7解決方案和配置SiC二極管的L7/S7解決方案分別實現了I_out增加高達40%和75%。即使當f_SW處於0-40kHz範圍時，I_out也比T7/EC7參考設計高出最少10%
，最多26%。這些研究結果並不令人意外，因為T7和EC7針對通用變頻器進行了優化，因而開關頻率更低。因此
，如果光伏應用要求提高開關速度，那麼L7和S7的優勢就會顯現出來。

圖12中插圖顯示了達到對應的最大I_out時
，係統效率與f_SW的關係。所有解決方案的係統效率至少達到了99.2%。L7/S7解決方案的係統效率始終比基於T7的解決方案高出最少0.05%


，最多0.3%。應該注意的是，與I_nom=400A（實線）的L7/S7解決方案相比
，芯片尺寸更大的L7/S7解決方案（虛線）的係統效率略低，但I_out明顯更高。盡管係統效率略低，但當f_SW=20kHz時，I_out提高了25%至35%。

圖12.在相同熱邊界條件下，不同解決方案和功率密度不同時I_out與f_SW的關係。插圖：在相應的I_out條件下，不同解決方案和功率密度不同時係統效率與f_SW的關係。

6.小結

本文介紹了新型950V IGBT和二極管及其固有設計方案
，並將其與現有的1200V技術進行了比較。已有的微溝槽設計支持開發優化靜態損耗的IGBT（L7）和快速開關IGBT（S7）。與最先進的1200V IGBT相比，新型950V技術的靜態損耗顯著降低，開關性能顯著提高，並且實現了更優係統性能。

通過對功率模塊設計與ANPCtuopujiegouxianghuzuoyongdezonghefenxi，benwenquedingleguanjianhuanliutongluhexitongxianzhiyinsu。fenxijieguobiaoming
，jingyouhuadegonglvmokuaishejixianzhujiangdilezongzasandiangan，congerjinyibujianhualekaiguancaozuo，shisunhaodafujiangdiduoda28%。

基於經優化的功率模塊設計
，我們提出了額定電流為400A的全集成ANPC拓撲結構，適用於1500V光伏逆變器。新推出的Easy3B解決方案采用了該ANPC結構，使得模塊雜散電感低至僅15nH。這種功率模塊設計結合新推出的950V IGBT為光伏逆變器提供了兩種可選方案。一方麵，如果更換給定的1200V IGBT，則可以在大幅減小芯片麵積的同時實現相同的輸出功率。另一方麵
，如果采用相同的芯片麵積，則輸出電流可增加25%至75%。

參考文獻

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來源：Infineon

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