【導讀】事物皆有兩麵：SiC MOSFET以更快的開關速度，相比IGBT可明顯降低器件開關損耗
，提升係統效率和功率密度；但是高速的開關切換，也產生了更大的dv/dt和di/dt，對一些電機控製領域的電機絕緣和EMI設計都帶來了額外的挑戰。

應用痛點

氫燃料係統中的高速空壓機控製器功率35kW上下
，轉速高達10萬轉以上，輸出頻率可達2000Hz，調製頻率50kHz以上是常見的設計，SiC MOSFET是很好的解決方案。

但是，SiC的高dv/dt和諧波會造成空壓機線包發熱和電機軸電流。

一般的對策有二：

1.采用大的柵極電阻去驅動SiC MOSFET
，抑製dv/dt
，但會顯著增加開關損耗，影響效率。

2.采用輸出濾波器抑製諧波電流
、降低電機側的dv/dt，但體積會占控製器的三分之一以上
，增加成本，同時濾波器的引入也會造成一定損耗。

以上兩種典型設計，以犧牲損耗和效率為代價，似乎“魚與熊掌，不可兼得”……

英飛淩解決方案

針對上述設計痛點
，英飛淩創新地推出了2L-SRC係列驅動IC，結合SiC開關特性進行Rg的優化配置，以期兩全之美，具體過程請看下文分解：

SiC開關特性

圖1是SiC的開關特性示意圖
，描述了dv/dt與Ic，dv/dt與Rg，Esw與Rg之間的關係

圖1(a)

圖1(b)

由上圖1的曲線可知：SiC的dv/dt最大值會出現在小電流開通和大電流關斷的時候
，通過增加Rgon和Rgoff可以分別降低開通和關斷的dv/dt最值，但是SiC的開關損耗Esw將隨之增加。

利用2L-SRC的解題思路

其實解題之術不難。去年英飛淩業就推出了2L-SRC的驅動IC，結合電機控製領域的IGBT開關特性，提出小電流用大Rg，大電流用小Rg的方法來解決(具體請參考文末的AN文檔)。

此處我們依然可以借鑒其思路，針對SiC MOSFET開關特性，展開相應的Rg優化策略。

為了便於大家理解整個過程

，本文依據圖1的SiC趨勢曲線，假定了圖2和圖3中的相關曲線
，作為後續2L-SRC驅動IC優化Rg和電路仿真分析的基礎。

(圖2和圖3曲線基於合理性假設，僅供原理參考
，真實曲線應以SiC實測為準。)

優化配置dv/dt(on)時的開通電阻Rgon策略

圖2.1200V SiC MOSFET dv/dt(on)與Ic關係曲線

由SiC開通dv/dt特性
，假設Rgon=5Ω和Rgon=10Ω兩條曲線，和預設的dv/dt限製值如圖2；可根據輸出電流Ic大小，將Rgon分成兩部分
，在電流Id=[0,50A]的區間采用Rgon=10Ω開通，在電流=[50A,200A]的區間換成Rgon=5Ω開通。相比傳統驅動方案(全電流範圍都要用Rgon=10Ω)，可以在中大電流區間(50A,200A]獲得小電阻開通的Eon損耗優勢。

優化配置dv/dt(off)時的關斷電阻Rgoff策略

圖3.1200V SiC MOSFET dv/dt(off)與Ic關係曲線

同樣由SiC關斷dv/dt特性，我們也可以把電流區間一分為二，如下圖假設的條件曲線，在電流=[133A,200A]采用大電阻Rgoff=12Ω關斷，而在電流=[0A,133A]采用小電阻Rgoff=6Ω關斷。相比傳統驅動方案(全電流範圍都要用Rgoff=12Ω)，可以在中小電流區間[0A,133A]獲得小電阻關斷的Eoff損耗優勢。

優化配置dv/dt的驅動策略小結

根據上述案例分析
，優化了驅動電阻Rg控製策略，將電流分成了小電流

、中電流、大電流的三部分區間，分別對應不同的門極電阻設置，然後在預定的電流閾值進行Rgon和Rgoff的切換，以達到優化驅動的目的

，如下圖所示:

圖4.基於圖2和圖3的驅動電阻Rg控製策略

基於2L-SRC的驅動電路實現

依據上述的思路和流程，相關的驅動電阻Rg配置策略不難得到。

古人雲“工欲善其事
，必先利其器”，如何用2L-SRC驅動IC來實現呢？

2L-SRC驅動IC產品與功能簡介

圖5.2L-SRC(1ED3240MC12H)功能框圖

2L-SRC的典型功能框圖，如圖5所示，簡潔的8pin設計。隻是在常規IN輸入和OUT輸出之外，又增加了一組OUTF輸出。根據/INF信號與IN信號電平之間的邏輯關係，可以靈活配置OUTF狀態，在常規OUT輸出的開通和關斷時刻發生作用。

結合下圖，可以更直觀理解2L-SRC驅動IC外接門極電阻時，主要的四種狀態：

圖6.2L-SRC(1ED3240MC12H)驅動電阻Rg配置示意圖

●   當OUTF僅在開通時使能
，則開通電阻Rgon=R1//R3，關斷電阻Rgoff=R2；

●   當OUTF僅在關斷時使能，則關斷電阻Rgoff=R2//R4，開通電阻Rgon=R1；

●   當OUTF同時開通和關斷使能
，則開通電阻Rgon=R1//R3，關斷電阻Rgoff=R2//R4；

●   當OUTF開通和關斷皆不使能

，則開通電阻Rgon=R1
，關斷電阻Rgoff=R2
；

有關OUTF與控製信號/INF和輸入信號IN之間的狀態關係，如圖7所示，規格書有詳盡解讀，這裏就不贅述了：

圖7.OUTF與輸入IN和控製/INF之間的狀態關係圖((1ED3240MC12H))

關於OUTF的核心邏輯就是：

●   開通時刻，在輸入信號IN電平跳高時，/INF信號為低電平(0)，則OUTF在開通時刻使能；

●   關斷時刻，在輸入信號IN電平跳低時，/INF信號為高電平(1)
，則OUTF在關斷時刻使能。

2L-SRC驅動的Rg配置(基於圖4控製策略)

基於2L-SRC驅動IC的控製邏輯，和上述SiC案例中的的驅動電阻Rg優化控製策略，我們可以進一步將2L-SRC驅動IC的配置細化如下：

圖8.基於圖4的2L-SRC(1ED3240MC12H)驅動電阻Rg示意圖

基於圖8的驅動電阻配置可得：R1=10Ω,.R2=12Ω, R3=10Ω,R4=12Ω

最終的驅動和控製策略如下：

●   當電流=[0,50A]時，/INF為波形序列A
，OUTF隻在關斷時刻使能，此時Rgon=R1=10Ω，Roff=R2//R4=12//12=6Ω
；

●   當電流=(50A,133A]時，/INF為波形序列B，OUTF在開通和關斷時刻皆使能，此時Rgon=R1//R3=10//10=5Ω，Rgoff=R2//R4=12//12=6Ω；

●   當電流=(133,200A]時，/INF為波形序列C，OUTF隻在開通時刻使能，此時Rgon=R1//R3=10//10=5Ω，Rgoff=R2=12Ω
；

PS：為了實現在不同電流區間，給出不同的/INF波形序列，或增加一路簡單的控製閉環。例如，對輸出電流值進行實時采樣或估算
，判斷瞬時電流所在電流區間，然後通過上位機(如CPLD、DSP等)給出對應的信號
，到驅動IC的/INF引腳。

應用案例仿真參考

基於上述2L-SRC的可變Rg配置策略，我們搭建了PLECS電路，參考高速空壓機的應用條件，選取了SiC半橋模塊，進行兩電平三相逆變電路的仿真驗證和對比。

相關仿真條件如下：

SiC Easy半橋模塊：FF6MR12W2M1_B70 (1200V/200A AlN)

散熱器溫度Th=50C,Fsw=50kHz,fo=1kHz, Io=142Arms,Vdc=600V,Modi=1.0,SVPWM,PF=0.95

傳統驅動方案:Rgon=10Ω,Rgoff=12Ω，Rg全範圍固定阻值

2L-SRC驅動方案：Rgon=5、10Ω,Rgoff=6、12Ω,Rg隨電流區間切換(圖8)

圖9.傳統Rg控製與2L-SRC Rg控製的仿真結果對比

全文總結

文章結合SiC開關特性和2L-SRC驅動IC的Rg優化配置，再加上基於一定合理性假設的SiC案例分析，以及最後的仿真對比，效果已然呈現。

回顧開題：2L-SRC+SiC，魚與熊掌皆可得乎？想必大家心中已有答案。

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