1.前言

 

有源鉗位正激（ACF）控製器在高頻dc-dc模塊中很受歡迎：近零電壓開關、減小尺寸的磁性器件和高能效的設計是ACF的特點。如果設計功率級需要注意任何高功率設計
，那麼從轉換器的控製-輸出傳遞函數可以很好地了解補償策略，以滿足交越和相位裕度等設計目標。本文將先論述ACF傳遞函數，然後再給出一個典型的補償示例。

 

2.功率級運行

 

圖1顯示的是一個ACF的簡化電路圖，其具體運行細節可見參考文獻[1]。正常情況下，晶體管Q1在經典的正激轉換器中工作
，但當它關斷時，其退磁過程會涉及到鉗位電容Cclp和初級電感Lmag之間的諧振周期。一部分存儲在磁化電感中的能量會將漏極連接處的集總電容轉移，同時VDS(t)上升，直到找到流過Q2體二極管的路徑。然後，通過在零電壓開關（ZVS）條件下導通Q2，使後者短路：現在，Q1的漏極被鉗位到Vin加Cclp的電壓Vclp。考慮到Lmag和Cclp之間的諧振周期
，循環電流最終會反轉，並流過Q2（導通狀態）和磁化電感Lmag。

 

 

在某個點

，控製器將指示Q2開通，迫使電流離開包括Cclp在內的網格，自然地流過輸入源Vin和漏極集總電容：漏極節點開始下降，直到一個新的開關周期
，從而降低了導通損耗。

 

 

如圖2所示
，在MOSFET轉換之間插入了一個死區時間，從而提供了產生漏源諧振周期的時間，該周期現在涉及Clump的Lmag
，以達到一個穀點。在某些運行條件下（較小的輸出電流），漏波觸地會導致零導通損耗。

 

3.傳遞函數

 

在補償轉換器或任何係統之前
，您需要功率級的控製-輸出傳輸函數。換句話說
，如果您想用正弦波來激勵控製輸入，這裏指的是脈寬調製器（PWM）
，那如何通過功率級來傳輸信息，並在輸出中產生響應呢？將響應與激勵聯係起來的數學關係就是我們需要的傳遞函數H。

公式(1)導出了電壓模式下ACF的控製-輸出傳遞函數，通過四階多項式描述了該轉換器：

 

 

方程由兩個部分組成：左邊是經典正激轉換器項，其中：

 

 

公式(1)中的第二項表示有源鉗位電路的增加，以及圍繞Cclp和Lmag建立諧振網絡的影響：

 

 

在這些表達式中，rL和rC分別表示輸出電感（Lout）和電容（Cout）等效串聯電阻（ESR），ron1表示主開關晶體管rDS(on)
，ron2表示有源鉗位晶體管rDS(on)，N表示變壓器匝比
，D0表示靜態占空比。

 

根據該表達式，我們可獲得10-Hz至100-kHz頻率範圍的幅值和相位響應的波特圖（如圖3所示）。各器件的值即為由安森美半導體的NCP1566參考文獻[2]供電的3.3-V/30-A dc-dc模塊的值。有源鉗位部分是特意非阻尼的，並假定Q2是低rDS(on)的MOSFET。

 

 

當頻率達到公式(3)所描述的諧振時，您可觀察到受相位嚴重失真影響的幅值毛刺。幅值下降歸因於一次側諧振電流的突增，這導致了一次側功率MOSFET Q1的壓降。如公式(1)中右側項所示
，此壓降會從輸入電壓Vin中減去，並創建可觀察到的響應陷波。根據參考文獻[3]和文獻[4]的建議，選擇一個在Lmag-Cclp的(de)最(zui)小(xiao)諧(xie)振(zhen)頻(pin)率(lv)之(zhi)前(qian)的(de)交(jiao)越(yue)點(dian)是(shi)明(ming)智(zhi)的(de)，因(yin)為(wei)此(ci)時(shi)存(cun)在(zai)嚴(yan)重(zhong)的(de)相(xiang)位(wei)滯(zhi)後(hou)。但(dan)是(shi)，如(ru)果(guo)在(zai)有(you)源(yuan)鉗(qian)位(wei)電(dian)路(lu)中(zhong)施(shi)加(jia)適(shi)當(dang)的(de)阻(zu)尼(ni)
，則(ze)可(ke)以(yi)擴(kuo)展(zhan)交(jiao)越(yue)。如(ru)參(can)考(kao)文(wen)獻(xian)[5]所示，在瞬態條件下，必須仔細研究這種決策對主MOSFET漏源峰值電壓的影響。圖4顯示相同的傳遞函數，現在被Q2的2.5-ΩrDS(on)所抑製：幅值和相位響應非常接近經典正激轉換器的幅值和相位響應，而且可以在諧振陷波之外選擇fc。

 

 

4.脈寬調製器

 

公式 (1)中給出的表達式不包括PWM模塊的影響。在一個隔離開的dc-dc轉換器中


，調節回路位於二次側，光耦合器會偏置控製器反饋引腳來控製占空比。在大功率轉換器中常見的一種方案是並聯調節器：光耦合器不是通過公共發射極配置將引腳拉低至接地，而是通過發射極連接控製器並注入電流。此電流在內部呈鏡像，可以拉低一個由50kΩ電阻加載的內部節點。這種電壓偏置PWM比較器，可確保穩壓。當輸入動態電阻壓降較小時
，由於準恒定VCE電壓
，該技術使米勒效應最小化：光耦合器極被推到更高的頻率，避免閉環時發生問題。動態電阻rd=400Ω

，但對頻率分析不產生影響。如果將電容反饋引腳接地，則會產生影響。但是

，除此配置之外，阻抗需為ac

，因為單獨的光耦合器可以調節輸入電流。此電流被10除（單位記為div），並通過拉高阻抗
，調節內部操作點。

 

在倒相引腳上，定時電容Cramp由取決於輸入電壓的電流充電。因此
，模擬鋸齒波的斜率將與輸入電壓有關
，隨著Vin變化而動態地改變增益。此配置實現我們所謂的前饋操作。可能顯示參考文獻[6]該調製單元的小信號增益等於：

 

 

 

在公式(1)中，您可看到在方程的右邊出現了Vin
，表示傳輸函數的直流增益（s=0）將隨輸入電壓的變化而變化。因此，交越頻率和穩定性也許都會受到影響。通過PWM傳遞函數（公式(4)），分母中的Vin抵消了輸入電壓的影響
，在輸入範圍內穩定了環路增益和交越頻率。

 

5.Type 3補償器

 

為設計ACF轉換器的環路增益
，我們需要將PWM模式激勵因子D(s)與觀察到的變量Vout(s)響應聯係起來的傳遞函數。我們將通過極點-零點位置應用選定的設計策略
，以確保轉換器的強固性和良好的瞬態響應。

 

圖6表示含一個Type3補償器的典型架構
，Type3補償器采用光耦合器隔離。該光耦合器本身受電流傳輸比(CTR)和極點的影響，極點的位置取決於負載電阻。在本應用中，分流調節反饋輸入讀取光耦合器電流。負載電阻是rd且相當小，這意味著我們必須描述一個相當高頻率的光耦合器極點
，以便之後中和它參考文獻[7]。這裏注意，LED連接到二次側的一個安靜的Vcc點（或輔助電壓Vaux），與Vout完全交流耦合。需要注意這一點，否則會產生快速的通道，使補償器參考文獻[7]的頻率響應失真。LED中的交流電流（忽略其動態電阻）由下式給出：

 

 

Zf和Zi 是圖6中所圈部分的阻抗。從這兩個網絡中

，我們可用快速分析電路技術參考文獻[8]來推斷我們想要的傳遞函數零點的位置。在Vout有激勵的情況下，需要怎樣的Zf和Zi 阻抗組合，才能使輸出VFB為零？

 

 

有兩個條件：

 

1． 當Vout在sz處調諧時
，Zi幅值無窮大，則VFB(sz) = 0 V。Zi由分子和分母D(s)組成。當D(sz) = 0時，這個阻抗無窮大。因此，這個一階網絡的極點是我們想要的零點。影響Zi的時間常數是通過暫時斷開C3和“觀察”通過其連接端子提供的電阻來獲得的。在我們的思維中，時間常數是，網絡極點或傳遞函數零點就僅是。

 

2． 當R2和C1串(chuan)聯(lian)構(gou)成(cheng)變(bian)換(huan)短(duan)路(lu)時(shi)
，輸(shu)出(chu)也(ye)為(wei)零(ling)。這(zhe)個(ge)阻(zu)抗(kang)被(bei)定(ding)義(yi)為(wei)。您(nin)可(ke)以(yi)通(tong)過(guo)得(de)到(dao)零(ling)點(dian)
，從(cong)而(er)定(ding)義(yi)了(le)第(di)二(er)個(ge)零(ling)點(dian)位(wei)置(zhi)在(zai)。接(jie)下(xia)來(lai)

，我(wo)們(men)可(ke)根(gen)據(ju)公(gong)式(shi)更(geng)新(xin)公(gong)式(shi)(7)。

 

 

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