圖1：電路框圖

考慮到輸出獨立保護的要求
，本電源采用了兩路獨立的電路結構
，24V輸出功率較大采用Forward，5V輸出功率較小采用Flyback。

下麵就電路中一些特殊的設計做一些介紹。

散熱器設計

散熱方式是電源產品設計中首先需要考慮的部分，因為，它關係著電路設計中元器件的選取

，PCB的設計等一係列問題。通常的電源產品都采用風扇冷卻，這樣可以達到比較好的散熱效果。

本ben文wen提ti到dao的de軍jun用yong車che載zai電dian源yuan，由you於yu長chang期qi工gong作zuo在zai震zhen動dong和he衝chong擊ji的de環huan境jing下xia
，采cai用yong風feng扇shan冷leng卻que會hui影ying響xiang電dian源yuan係xi統tong的de可ke靠kao性xing
，因yin此ci，采cai用yong自zi然ran冷leng卻que的de散san熱re結jie構gou。整zheng個ge裝zhuang置zhi的de散san熱re器qi結jie構gou安an排pai如ru圖tu2所示。功率半導體器件放在PCB板的背麵並緊貼底板，直接通過底板散熱，底板采用厚鋁材料，整個裝置安裝在大鐵板上（裝甲車）。裝置的兩側用帶翼的散熱片，兼起支撐作用。這樣整個散熱器的安排不但能達到比較好的散熱效果

，還可以充分利用PCB板的空間
，一定程度上減少了整個裝置的體積。

圖2 ：散熱器結構

三重過流保護

由於是軍用車載電源，對裝置的穩定性和可靠性要求非常高，所以，采用了三重過流保護，即微秒級保護、毫秒級保護及秒級保護。

微秒級保護

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微(wei)秒(miao)級(ji)保(bao)護(hu)是(shi)指(zhi)電(dian)源(yuan)出(chu)現(xian)輸(shu)出(chu)過(guo)流(liu)或(huo)者(zhe)短(duan)路(lu)時(shi)，在(zai)一(yi)個(ge)開(kai)關(guan)周(zhou)期(qi)內(nei)就(jiu)能(neng)進(jin)行(xing)保(bao)護(hu)。因(yin)為(wei)
，通(tong)常(chang)開(kai)關(guan)周(zhou)期(qi)都(dou)是(shi)設(she)計(ji)為(wei)微(wei)秒(miao)級(ji)，所(suo)以(yi)，稱(cheng)此(ci)保(bao)護(hu)為(wei)微(wei)秒(miao)級(ji)保(bao)護(hu)。具(ju)體(ti)的(de)實(shi)施(shi)方(fang)法(fa)如(ru)圖(tu)3所示，峰值電流控製信號連到PWM芯片L5991[1]的腳ISE，當腳ISE的電壓大於1V時，L5991輸出就為低電平，從而關斷開關管。此保護在每個開關周期進行判斷

，因此，反應速度比較快，用以保護瞬間的過流。

圖3：電流峰值保護及恒流保護電路

毫秒級保護

毫秒級保護是指PIhuandehengliubaohu，tadebaohushijianyibanzaijishidaojibaigekaiguanzhouqi，zhelijiuchengtaweihaomiaojibaohu。youyuquyangdianliufengzhibaohushidanzhoubaohu，wendingxingbushihenhao，zhinengduiguoduguochengdeguoliujinxingyouxiaodebaohu。yinci
，zhenduijiaochangshijiandeduanluhuoguoliu，zaizhelicaiyongPI環的恒流保護還是很有必要的。圖3虛線框內為恒流保護電路
，它利用峰值電流控製中的電流信號作為輸入信號
，通過一個由D1
，R1，C1組成的峰值保持電路和由運放組成的PI環節得到一個誤差信號，在變換器的輸出電流超過限定值的時候，該誤差信號就會控製PWM芯片的占空比，從而使輸出電流保持在限定值。由於D2存在
，當輸出電流低於限流值時

，該部分電路對占空比的控製不起作用。

秒級保護

秒級保護是指電路中的自恢複保險絲保護（自恢複保險絲的保護時間在幾秒以上）
，如圖1所示。當電路處於上述的恒流保護，如果時間過長會使裝置過熱，若按照過流保護來做熱設計會增加裝置的成本。因此，對於長時間(幾秒以上)的de短duan路lu或huo過guo流liu
，需xu要yao用yong保bao險xian絲si進jin行xing保bao護hu。本ben裝zhuang置zhi中zhong采cai用yong的de是shi自zi恢hui複fu保bao險xian絲si，當dang負fu載zai恢hui複fu正zheng常chang時shi，自zi恢hui複fu保bao險xian絲si也ye能neng恢hui複fu到dao正zheng常chang導dao通tong狀zhuang態tai。采cai用yong自zi恢hui複fu保bao險xian絲si的de另ling外wai一yi個ge原yuan因yin是shi裝zhuang置zhi要yao求qiu的de每mei路lu負fu載zai獨du立li保bao護hu

，當dang一yi路lu過guo流liu保bao護hu時shi
，該gai路lu的de自zi恢hui複fu保bao險xian絲si斷duan開kai
，其qi他ta幾ji路lu還hai能neng正zheng常chang工gong作zuo。5V那一路沒加自恢複保險絲是考慮到它本身就隻有一路負載，可以通過微秒級和毫秒級實現保護，另外由於5V輸出電壓比較小
，加上自恢複保險絲會影響其輸出調整率。

RCD/RC雙重吸收

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反激變換器由於變壓器漏感的存在，當開關管關斷時，開關管的D－S兩端會產生比較高的電壓尖峰。這個電壓尖峰增大了開關管的電壓應力，同時又會產生電磁幹擾
，因此
，必須采用吸收電路加以抑製。RCD吸收電路由於簡潔且易實現

，在小功率場合是比較常用的。RCD吸收反激變換器如圖4所示。從圖6中可以看到，加RCD吸收電路以後，開關管D－Sliangduandedianyajianfengdadadijianshaole
，danshi


，tongshiyechanshenglexindegenggaopinlvdezhendang
，jiuqiyuanyinshibianyaqiyuanbianlouganyuerjiguandejiedianrongxiezhenyinqide。congdiancijianrongkaolvgaizhendangbixujiayiyizhi。gaibianR
，C，D的參數對新的振蕩的影響並不大，因此，需要附加其它電路來抑製

，在開關管D－S兩端加上RC吸收電路在實驗中取得了比較理想的效果。圖5即為RCD/RC雙重吸收電路，圖7所示的是RCD吸收反激變換器和RCD/RC雙重吸收反激變換器開關管Vds的實驗波形。

圖4：RCD吸收電路

圖5：RCD/RC雙重吸收電路

圖6：加RCD吸收電路前後vds的實驗波形

圖7：加RCD吸收電路及RCD/RC雙重吸收電路後vds的實驗波形

諧振RCD複位

正激變換器有很多種複位方式：諧振複位；第三繞組複位；RCD複位；有源鉗位等。這裏介紹一種低成本折衷的方案：諧振RCD複位。
 
如圖8(a)所示，諧振複位正激變換器是在主開關S上並聯了一隻電容C，通過電容C和變壓器激磁電感Lm諧振產生一個正弦波對變壓器複位。圖8(b)是諧振複位正激變換器的主要工作波形
，其中VT是變壓器上的電壓，iLm是變壓器的激磁電流。這些波形考慮到變壓器漏感的存在，並且是在重載下的波形。若不考慮漏感或是負載電流為零的情況下，[page]
諧振複位電壓應該是一個正弦波。開關管關斷瞬間，變壓器上有一個電壓尖峰，那是由於漏感Ls中貯存的能量向諧振電容C轉移而引起的，即為變壓器漏感和電容C的諧振。該諧振周期要遠小於激磁電感和電容C的諧振周期。

圖8：諧振複位正激變換電路及工作波形

圖9(a)所示的是RCD複位正激變換器，即在變壓器上並聯了一個由二極管D
，電容C
，電阻R組成的環節，在開關S關斷時由激磁電感和漏感的感應電勢使二極管D導通，由電容C上的電壓對變壓器複位。圖9(b)是RCD複位正激變換器的主要工作波形。電容C兩端電壓在一個開關周期內近似為直流電壓，則RCD複位電壓是一個方波。同樣在開關管關斷瞬間，變壓器上有一個電壓尖峰
，是由變壓器漏感與開關管結電容諧振引起的。

圖9：RCD複位正激變換器電路及工作波形

諧振複位和RCD複位都有其各自的優缺點，而且，兩種複位方式的優缺點基本上是互補的。
 
1）根據伏秒平衡原理，VT一個周期內平均值要等於零。諧振複位的複位電壓是正弦波，因此複位電壓的平台相對比較高，即開關管S的VDS電壓平台比較高，而RCD複位的複位電壓是方波
，所以複位電壓的平台相對比較低
，也即開關管S的VDS電壓平台比較低。

2）諧振複位正激變換器變壓器上的電壓尖峰（最終反映到vDS的電壓尖峰）是由變壓器漏感LS與電容C諧振造成的，而RCD複位正激變換器變壓器上的電壓尖峰是由變壓器漏感LS與開關管S的結電容諧振造成的。由於電容C的容量遠遠大於開關管S的結電容
，諧振複位電壓尖峰的諧振周期要遠大於RCD複位電壓尖峰的諧振周期，因此，在變壓器漏感LS上的負載電流能量一定的情況下，諧振複位的電壓尖峰幅度要比RCD複位的電壓尖峰幅度低得多。從另一個角度理解
，可以認為諧振複位正激變換器在開關管D－S間並聯的電容C起到了吸收電壓尖峰的作用。

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3）RCD複位正激變換器的激磁能量和漏感能量全部消耗在電阻R上
，而諧振複位正激變換器的激磁能量和漏感能量基本上沒有消耗，見圖8(b)。但是由於諧振複位正激變換器在開關導通之前，電容C兩端的電壓為Vin
，因此有 CVin2的能量消耗在開關管開通過程中。

4）從圖8(b)及圖9(b)iLm波形可以看到，諧振複位正激變換器變壓器磁偏比較小，而RCD複位正激變換器變壓器磁偏較大。

以yi上shang分fen析xi可ke以yi得de知zhi，兩liang種zhong複fu位wei方fang式shi的de正zheng激ji變bian換huan器qi都dou有you各ge自zi的de優you點dian

，但dan缺que點dian也ye比bi較jiao明ming顯xian，在zai某mou些xie時shi候hou設she計ji起qi來lai有you較jiao大da的de瓶ping頸jing。這zhe就jiu不bu難nan想xiang到dao將jiang兩liang種zhong複fu位wei方fang式shi結jie合he起qi來lai，來lai軟ruan化hua它ta們men各ge自zi的de缺que點dian，同tong時shi還hai能neng帶dai來lai新xin的de優you點dian，即ji諧xie振zhenRCD複位正激變換器。

圖10(a)所示的即為諧振RCD複位正激變換器

，可以看到在線路上它就是諧振複位正激變換器和RCD複位正激變換器的結合。圖10(b)是諧振RCD複位正激變換器的主要工作波形。諧振RCD複位正激變換器在一個周期內可以分為5個階段。

圖10：諧振RCD複位正激變換器電路及工作波形

（1）階段1〔t0～t1〕    t0時刻主開關S開通，變壓器上承受輸入電壓，激磁電流線形上升。副邊二極管DR1導通。

（2）階段2〔t1～t2〕    t1時刻S關斷
，首先發生的是諧振複位，漏感上的貯存能量向電容C2轉移，產生一個電壓尖峰（這是漏感和電容C2的諧振）。然後激磁電感和漏感加在一起和電容C2諧振。因變壓器上電壓為下正上負
，所以副邊整流二極管DR1截止，續流二極管DR2導通。

（3）階段3〔t2～t3〕    當複位電壓諧振到超過C1上的電壓，二極管D就導通，激磁電流流向電容C1。成為RCD複fu位wei的de狀zhuang態tai。此ci時shi激ji磁ci電dian流liu線xian性xing下xia降jiang。這zhe也ye保bao證zheng了le複fu位wei電dian壓ya不bu會hui過guo高gao，從cong而er使shi得de開kai關guan管guan的de電dian壓ya應ying力li得de到dao控kong製zhi。當dang激ji磁ci電dian流liu下xia降jiang到dao零ling，該gai狀zhuang態tai結jie束shu。
 
（4）階段4〔t3～t4〕    激磁電流下降到零之後
，二極管D就截止。但是
，C2上的能量又會回饋給激磁電感，也就是說

，此時是C2和激磁電感發生諧振。C2上電壓下降，激磁電流反向增加。直到C2上電壓下降到與輸入電壓相等
，也就是變壓器上電壓下降到零
，該狀態結束。

（5）階段5〔t4～t5〕    變壓器上電壓隻要出現一個微小的上正下負的值
，副邊二極管DR1就導通，激磁電流流過DR1。但是該電流不足以提供負載電流，所以，續流管DR2也繼續保持導通
，提供不足部分的負載電流。同時DR1和DR2共同導通也保證了變壓器上電壓為零，激磁電流保持不變。該狀態一直保持到開關管S的再次導通。

諧振RCD複位正激變換器諧振電容C2的取值應該小於諧振複位正激變換器的諧振電容C，這樣在諧振複位階段（階段2和階段4）複位電壓的上升和下降比較快，所以在同是t2時間內完成複位的情況下
，諧振RCD複位正激變換器的平台電壓要比諧振複位低
，接近RCD複位正激變換器的平台電壓。由於C2小於C，但比開關管的結電容還是大很多，因此諧振RCD複位正激變換器變壓器的電壓尖峰比諧振複位的略大
，而比RCD複位的小很多。從以上分析得到
，諧振RCD複位正激變換器變壓器的電壓平台及尖峰都較低，因此
，開關應力較低。而在激磁能量損耗（有部分的激磁能量回饋），開關損耗（C2<C），變壓器磁偏（見各種複位方式的激磁電流波形）方麵，諧振RCD複位正激變換器是諧振複位正激變換器和RCD複位正激變換器的折衷。

飽和電感的應用

由於該電源裝置是低壓大電流輸入和輸出，所以，二極管上的反向恢複問題相當嚴重，尤其是正激變換器的續流二極管DR2。圖11(a)是正激變換器的DR2上shang的de電dian壓ya波bo形xing，可ke以yi看kan到dao有you很hen高gao的de電dian壓ya尖jian峰feng。這zhe不bu僅jin增zeng加jia了le損sun耗hao，抬tai高gao了le所suo需xu器qi件jian的de額e定ding電dian壓ya值zhi，而er且qie對dui於yu電dian磁ci兼jian容rong也ye是shi非fei常chang不bu利li的de。采cai用yong飽bao和he電dian感gan和he二er極ji管guan串chuan聯lian
，如ru圖tu11(b)所示

，可以大大削弱二極管的反向恢複，同時又不會增加很多損耗。加了飽和電感後，二極管DR2上電壓波形如圖11(b)所示。可以看到加了飽和電感後，DR2上的電壓尖峰從將近160V降到了80V。

圖11：加飽和電感前後DR2兩端的電壓波形