中心議題：

• 雙音交調失真（IMD）
• 多音無雜散動態範圍

解決方案：

• 數據轉換器的交調截點無實用價值
• 高SFDR會增強接收器在有大信號時捕獲小信號的能力

簡介　　

交調失真（IMD）是用於衡量放大器、增益模塊
、混頻器和其他射頻元件線性度的一項常用指標。二階和三階交調截點（IP2和IP3）是這些規格參數的品質因素，以其為基礎可以計算不同信號幅度下的失真積。雖然射頻工程師們非常熟悉這些規格參數，但當將其用於ADC時往往會產生一些困惑。本教程首先在ADC的框架下對交調失真進行定義，然後指出將IP2和IP3的定義應用於ADC時必須采取的一些預防措施。　　

雙音交調失真（IMD）　　

測量雙音交調失真時
，要將兩個頻譜純淨的正弦波在頻率f1和f2下應用於ADC,這兩個頻率一般距離相對較近。將每個音的幅度設為比滿量程低，數值略微超過6 dB即可，以便兩個音相位增加時，ADC不會出現削波。二階和三階積的位置如圖1所示。請注意
，二階積處於數字濾波器可以消除的頻率位置。然而，三階積2f2 – f1和2f1 – f2 接近原始信號，過濾的難度更大。除非另有說明，雙音交調失真指這些"近距"三階積。交調失真積值一般以dBc為單位，相對於兩個原始音之一的值，而不是兩者之和。
 

圖1:二階和三階交調積其中，f1 = 5 MHz, f2 = 6 MHz　　

然而，請注意，如果兩個音接近fs/4,則基波的混疊三次諧波可能使2f2 – f1和2f1 – f2真實積的識別變得異常困難。其原因在於，fs/4 的三次諧波為3fs/4,而混疊出現在fs – 3fs/4 = fs/4頻率處。類似地
，如果兩個音接近fs/3,則混疊二次諧波可能會幹擾測量。原理同上，fs/3的二次諧波為2fs/3,混疊出現在fs – 2fs/3 = fs/3處。　　

二階和三階交調截點（IP2, IP3）、1-dB 壓縮點　　

三san階jie交jiao調tiao失shi真zhen積ji在zai多duo通tong道dao通tong信xin係xi統tong中zhong尤you其qi麻ma煩fan，這zhe種zhong應ying用yong中zhong，通tong道dao隔ge離li在zai整zheng個ge頻pin段duan保bao持chi不bu變bian。三san階jie交jiao調tiao失shi真zhen積ji在zai有you大da信xin號hao的de情qing況kuang下xia可ke能neng掩yan蓋gai住zhu小xiao信xin號hao。　　

在放大器

、混頻器和其他射頻元件中，一般以三階交調截點（IP3）來表示三階交調失真積
，如圖2所示。兩個頻譜純潔的音被應用於該係統。單音的輸出信號功率（單位：dBm）以及三階積的相對幅度（以一個單音為基準）表示為輸入信號功率的函數。基波表示為圖中的slope = 1曲線。如果通過冪級數展開逼近係統非線性度，則信號每增加1 dB,二階IMD （IMD2）幅度將增加2 dB,如圖中slope = 2 曲線所示。　　

類似地
，信號每增加1 dB,三階IMD （IMD3）幅度就增加3 dB,如圖中slope = 3 曲線所示。　　

在一個低電平雙音輸入信號和兩個數據點下，則可以繪製出二階和三階交調失真線，如圖2所示（其原理是
，一個點和一個斜率定義一條直線）。　　

然而
，輸入信號一旦達到某種水平
，輸出信號就會開始軟限製或壓縮。這裏一個相關參數是1 dB壓縮點。這就是輸出信號從一個理想的輸入/輸出傳遞函數壓縮1 dB的點。在圖2中
，該點處於理想斜率= 1線變成虛線與實際響應表現出壓縮跡象（實線）之間的區域中。　　

然而，二階和三階交調截線都可以延長，與理想輸出信號線的延長線（虛線）相交。這些交點分別稱為二階和三階交調截點
，表示為IP2和IP3.這些功率電平值通常以傳導至一個匹配負載（通常但不一定為50 ）的器件輸出功率為基準

，表示為dBm.　　

應當注意，IP2
、IP3和1 dB壓縮點都是頻率的函數，不出所料
，頻率越高，失真越嚴重。　　

對於給定的頻率，在已知三階交調截點的情況下
，可以計算出三階IMD積的近似電平值（為輸出信號電平的函數）。
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圖2:交調截點的定義與放大器的1 dB壓縮

二階和三階交調截點的概念對ADC無效
，因為
，在這種情況下，失真積的變化不可預測（作為信號幅度的函數）。ADC並不是逐漸開始壓縮接近滿量程的信號（不存在1 dB壓縮點）；一旦信號超過ADC輸入範圍，ADCjiuhuichongdangyingxianfuqi
，congeryinxueboerturanchanshengshuliangjidadeshizhen。lingyifangmian

，duiyuyuanyuandiyumanliangchengdexinhao，shizhendibaochixiangduiwending
，bushouxinhaodianpingyingxiang，rutu3所示。
 

圖3:數據轉換器的交調截點無實用價值。　　

圖3中的IMD曲線分為三個區域。對於低電平輸入信號
，IMD積保持相對穩定
，不受信號電平的影響。這就意味著，當輸入信號增加1 dB時，該信號與IMD電平的比值也會增加1 dB.　　

當輸入信號處於ADC滿量程範圍的幾dB之內時

，IMD可能開始增加（但在設計優良的ADC中可能不會如此）。出現這種現象的確切電平取決於具體的ADC--有些ADC在其滿量程輸入範圍內，其IMD積不會顯著增大
，但多數ADC會。當輸入信號繼續增加並超過滿量程範圍時
，ADC應充當理想的限幅器
，IMD積將變得非常大。出於對此類原因的考慮
，ADC並無二階和三階IMD交調截點額定值。需要注意的是，DAC實際上存在同樣的情況。在兩種情況下
，單音或多音SFDR（無雜散動態範圍）額定值是廣受認可的數據轉換器失真性能的衡量指標。　　

多音無雜散動態範圍　　

通信應用通常需要測量雙音和多音SFDR.信號音數量越多
，越接近蜂窩電話係統（如AMPS或GSM）的寬帶頻譜。圖4所示為AD9444 14位80-MSPS ADC的雙音交調性能。兩個輸入音的頻率分別為69.3 MHz和70.3 MHz,位於第二奈奎斯特區。
 

圖4:AD9444 14位80 MSPS ADC雙音FFT（輸入音頻率：f1 = 69.3 MHz和f2 = 70.3 MHz）。　　

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因此，混疊音出現在9.7 MHz和10.7 MHz,位於第一奈奎斯特區。圖4同時顯示了所有混疊IMD積的位置。高SFDR會增強接收器在有大信號時捕獲小信號的能力，並防止小信號被大信號的交調積掩蓋。圖5所示為AD9444雙音SFDR（為輸入信號幅度的函數），其中
，兩個音的輸入頻率相同。
 

圖5:雙音SFDR和最差IMD3積與AD9444 14位80 MSPS ADC輸入幅度的關係。　　

總結　　

交調失真（IMD2、IMD3）和交調截點（IP2
、IP3）是混頻器、LNA、增益模塊、放大器等射頻元件的常用規格參數。通過冪級數展開來模擬這些器件的非線性度，可以基於交調截點IP2和IP3來預測各種信號幅度的失真電平。與放大器和混頻器不同
，ADC失真（尤其是低電平信號）並不適用簡單的冪級數展開模型，因此

，交調截點IP2和IP3無法用於預測失真性能。另外，當輸入信號超過滿量程範圍時，ADC將充當理想的限幅器，而放大器和混頻器一般充當軟限幅器。　　

盡管存在這些差異
，但在通信應用中

，了解ADC的雙音IMD性能至關重要。較好的數據手冊會針對多種輸入信號頻率和幅度提供這種數據。除此以外，ADIsimADCTM 程序可用於評估各種ADC在係統應用要求的具體頻率和幅度下的性能。ADIsimADC程序充當虛擬評估板的作用

，可以從ADI網站下載，同時還可下載針對IF采樣ADC的最新模型。該程序基於FFT引擎，可以精確地計算出單音和雙音輸入信號的SNR、SFDR和IMD值。