現代微處理器和微控製器一般為低功耗型

，采用低電源電壓工作。2.5 V CMOS邏輯輸出的源電流和吸電流在μA到mA範圍。為了驅動一個12 V切換、4 A峰值電流的H電橋，必須精心選擇接口和電平轉換器件
，特別是要求低抖動時。

 

ADG787是一款低壓CMOS器件
，內置兩個獨立可選的單刀雙擲(SPDT)開關。采用5 V直流電源時，有效的高電平輸入邏輯電壓可以低至2 V。因此
，ADG787能夠提供驅動半橋驅動器ADuM7234所需的2.5 V控製信號到5 V邏輯電平的轉換。

 

ADuM7234是一款隔離式半橋柵極驅動器，采用ADI公司iCoupler®技術，提供獨立且隔離的高端和低端輸出，因而可以專門在H電橋中使用N溝道MOSFET。使用N溝道MOSFET有多種好處：N溝道MOSFET的導通電阻通常僅為P溝道MOSFET的1/3，最大電流更高；切換速度更快，功耗得以降低；上升時間與下降時間是對稱的。

 

ADuM7234的4 A峰值驅動電流確保功率MOSFET可以高速接通和斷開
，使得H電橋級的功耗最小。本電路中
，H電橋的最大驅動電流可以高達85 A，它受最大容許的MOSFET電流限製。

 

ADuC7061 是一款低功耗
、基於ARM7的精密模擬微控製器，集成脈寬調製(PWM)控製器
，其輸出經過適當的電平轉換和調理後，可以用來驅動H電橋。

 

圖1. 使用ADuM7234隔離式半橋驅動器的H電橋（原理示意圖：未顯示去耦和所有連接）

 

 

EVAL-ADuC7061MKZ提供2.5 V邏輯電平PWM信號
，但ADuM7234在5 V電源下的最小邏輯高電平輸入閾值為3.5 V。由於存在這種不兼容性，因此使用ADG787開關作為中間電平轉換器。ADG787的最小輸入邏輯高電平控製電壓為2 V，與ADuC7061的2.5 V邏輯兼容。ADG787的輸出在0 V與5 V之間切換，足以驅動3.5 V閾值的ADuM7234輸入端。評估板提供兩個跳線，便於配置控製PWM信號的極性。

 

 

圖1所示的H電橋具有4個開關元件（Q1
、Q2

、Q3、Q4）。這些開關成對導通，左上側(Q1)和右下側(Q4)為一對，左下側(Q3)和右上側(Q2)為一對。注意，電橋同一側的開關不會同時導通。開關可以利用MOSFET或IGBT（絕緣柵極雙極性晶體管）實現
，使用脈寬調製(PWM)信號或控製器的其它控製信號接通和斷開開關
，從而改變負載電壓的極性。

 

低端MOSFET（Q3、Q4）的源極接地
，因此其柵極驅動信號也以地為參考。而高端MOSFET（Q1、Q2）的源極電壓會隨著MOSFET成對地接通和斷開而切換
，因此，該柵極驅動信號應參考或“自舉”到該浮動電壓。

 

ADuM7234的柵極驅動信號支持在輸入與各輸出之間實現真正的電流隔離。相對於輸入
，各路輸出的工作電壓最高可達±350 VPEAK，因而支持低端切換至負電壓。因此
，ADuM7234可以在很寬的正或負切換電壓範圍內，可靠地控製各種MOSFET配置的開關特性。為了確保安全和簡化測試，選擇12 V直流電源作為本設計的電源。

 

 

高(gao)端(duan)和(he)低(di)端(duan)的(de)柵(zha)極(ji)驅(qu)動(dong)器(qi)電(dian)源(yuan)是(shi)不(bu)同(tong)的(de)。低(di)端(duan)柵(zha)極(ji)驅(qu)動(dong)電(dian)壓(ya)以(yi)地(di)為(wei)參(can)考(kao)
，因(yin)此(ci)該(gai)驅(qu)動(dong)由(you)直(zhi)流(liu)電(dian)源(yuan)直(zhi)接(jie)供(gong)電(dian)。然(ran)而(er)
，高(gao)端(duan)是(shi)懸(xuan)空(kong)的(de)，因(yin)此(ci)需(xu)要(yao)使(shi)用(yong)自(zi)舉(ju)驅(qu)動(dong)電(dian)路(lu)，其(qi)工(gong)作(zuo)原(yuan)理(li)如(ru)下(xia)所(suo)述(shu)。

 

觀察圖1所示H橋電路的左側，自舉驅動電路利用電容C1、電阻R1和R3、二極管D1實現。上電後，PWM不會立即發生
，所有MOSFET都處於高阻態，直到所有直流電壓完成建立。在此期間
，電容C1由直流電源通過路徑R1、D1、C1和R3充電。充電後的電容C1提供高端柵極驅動電壓。C1充電的時間常數為τ = (R1 + R3) C1

 

當MOSFET在PWM信號的控製下切換時，低端開關Q3接通，高端開關Q1斷開。高端的GNDA下拉至地
，電容C1充電。當Q1接通時，Q3斷開，GNDA上拉至直流電源電壓。二極管D1反向偏置，C1電壓將ADuM7234的VDDA電壓驅動到約24 V。因此，電容C1在ADuM7234的VDDA和GNDA引腳之間保持約12 V的電壓。這樣，高端MOSFET Q1的柵極驅動電壓始終參考Q1的懸空源極電壓。

 

 

當Q1和Q4接通時，負載電流從Q1經過負載流到Q4和地。當Q1和Q4斷開時
，電流仍然沿同一方向流動，經過續流二極管D6和D7，在Q1的源極上產生負電壓尖峰。這可能會損害某些采用其它拓撲結構的柵極驅動器，但對ADuM7234無影響，ADuM7234支持低端切換到負電壓。

 

 

每(mei)次(ci)低(di)端(duan)驅(qu)動(dong)器(qi)接(jie)通(tong)時(shi)，自(zi)舉(ju)電(dian)容(rong)就(jiu)會(hui)充(chong)電(dian)，但(dan)它(ta)僅(jin)在(zai)高(gao)端(duan)開(kai)關(guan)接(jie)通(tong)時(shi)才(cai)放(fang)電(dian)。因(yin)此(ci)，選(xuan)擇(ze)自(zi)舉(ju)電(dian)容(rong)值(zhi)時(shi)需(xu)要(yao)考(kao)慮(lv)的(de)第(di)一(yi)個(ge)參(can)數(shu)，就(jiu)是(shi)高(gao)端(duan)開(kai)關(guan)接(jie)通(tong)並(bing)且(qie)電(dian)容(rong)用(yong)作(zuo)柵(zha)極(ji)驅(qu)動(dong)器(qi)ADuM7234的高端直流電源時的最大容許壓降。當高端開關接通時

，ADuM7234的直流電源電流典型值為22 mA。假設高端開關的導通時間為10 ms（50 Hz、50%占空比），使用公式C = I × ΔT/ΔV

，如果容許的壓降ΔV = 1 V
，I = 22 mA，ΔT = 10 ms，則電容應大於220 μF。本設計選擇330 μF的容值。電路斷電後
，電阻R5將自舉電容放電；當電路切換時，R5不起作用。

 

 

對自舉電容充電時
，串聯電阻R1起到限流作用。如果R1過高，來自ADuM7234高端驅動電源的直流靜態電流會在R1上引起過大的壓降，ADuM7234可能會欠壓閉鎖。ADuM7234的最大直流電源電流IMAX = 30 mA。如果該電流引起的R1壓降以VDROP = 1 V為限
，則R1應小於VDROP/IMAX
，或33 Ω。因此
，本設計選擇10 Ω的電阻作為自舉電阻。

 

 

電阻R3啟動自舉電路。上電之後，直流電壓不會立即建立起來，MOSFET處於斷開狀態。在這些條件下
，C1通過路徑R1

、R3、D1
、VS充電，其過程如下式所述：

 

 

其中
， vC(t)為電容電壓，VS(為電源電壓

，VD(為二極管壓降，τ為時間常數
，τ = (R1 + R3) C1。電路值如下：R1 = 10 ΩvC1 = 330 μF，VD = 0.5 V，VS = 12 V。由以上方程式可知，當R3 = 470 Ω時，電容充電到最終值的67%需要一個時間常數的時間(158 ms)。電阻值越大
，則電容的充電時間越長。然而，當高端MOSFET Q1接通時
，電阻R1上將有12 V電壓，因此，如果電阻值過低，它可能會消耗相當大的功率。對於R3 = 470 Ω，12 V時該電阻的功耗為306 mW。

 

 

如上所述，對於感性負載
，當高端MOSFET斷開時，電流會流經續流二極管。由於電感和寄生電容之間的諧振，自舉電容的充電能量可能高於ADuM7234消耗的能量，電容上的電壓可能上升到過壓狀態。13 V齊納二極管對電容上的電壓進行箝位，從而避免過壓狀況。

 

 

柵極電阻（R7、R8、R9
、R10）根據所需的開關時間tSW.選擇。開關時間是指將 Cgd 、 Cgs 和開關MOSFET充電到要求的電荷Qgd 和 Qgs所需的時間。

 

圖2. ADuM7234的電源軌濾波和欠壓鎖閉保護

 

描述柵極驅動電流Ig:

 

 

其中， VDD 為電源電壓
，RDRV為柵極驅動器ADuM7234的等效電阻， Vgs(th)為閾值電壓，Rg為外部柵極驅動電阻，Qgd 和 Qgs 為要求的MOSFET電荷
， tSW為要求的開關時間。

 

ADuM7234柵極驅動器的等效電阻通過下式計算：

 

 

根據ADuM7234數據手冊，對於 VDDA = 15 V 且輸出短路脈衝電流 IOA(SC) = 4 A，通過方程式3計算可知，RDRV 約為4 Ω。

 

根據FDP5800 MOSFET數據手冊
，Qgd = 18 nC
， Qgs = 23 nC
， Vgs(th) = 1 V。

 

如果要求的開關時間 tSW為100 ns
，則通過方程式2求解Rg可知
，Rg 約為 22 Ω。實際設計選擇15 Ω電阻以提供一定的裕量。

 

 

由於峰值負載電流很高

，因此必須對直流電源電壓(VDD)進行適當的濾波，以防ADuM7234進入欠壓閉鎖狀態
，同時防止電源可能受到損害。所選的濾波器由4個並聯4700 μF、25 V電容與一個22 μH功率電感串聯而成，如圖2所示。100 kHz時，電容的額定最大均方根紋波電流為3.68 A。由於4個電容並聯，因此允許的最大均方根紋波為14.72 A。所以

，IPEAK = 2√2 × IRMS = 41.63 A。

 

經過濾波的+12 V電壓還驅動圖1所示的電路。

 

當電源電壓低於10 V時
，圖2所示電路便會禁用ADuM7234的輸入端
，從而防止ADuM7234欠壓閉鎖。將一個邏輯高電平信號施加於ADuM7234的DISABLE引腳可禁用該電路。

 

開漏式低電平有效比較器 ADCMP350 用於監視直流電源電壓。電阻分壓器（R12、R13）的比值經過適當選擇
，當電源電壓為10.5 V時

，分壓器輸出為0.6 V，與比較器的片內基準電壓0.6 V相等。當電源電壓降至10.5 V以下時，比較器的輸出變為高電平。由於ADuM7234的輸入端與輸出端之間存在電流隔離，因此輸出端的DISABLE信號必須通過隔離器傳輸到輸入端。 ADuM3100是基於iCoupler 技術的數字隔離器。ADuM3100兼容3.3 V和5 V工作電壓。經過濾波的12 V電源電壓驅動線性調節器ADP1720 ，為ADuM3100的右側隔離端提供5 V (+5V_1)電壓
，如圖2所示。

 

 

如果使用電感作為負載，當施加恒定電壓時，流經電感的電流將線性變化。電壓U為12 V
，如果忽略導通電阻引起的MOSFET壓降
，則以下方程式成立：

 

 

對於50 kHz、8%占空比PWM信號，使用4 μH Coilcraft功率電感(SER2014-402)作為負載時
，負載電流波形如圖3所示。利用電流探頭測量電感電流。

 

對於12 V電源電壓和4 μH電感
，方程式4預測斜率為3 A/μs。而實測斜率為2.8 A/μs
，斜率下降的原因在於MOSFET導通電阻引起的壓降。

 

注意

，電流斷開後的短時間內，波形上會出現少量響鈴振蕩
，其原因是電感負載與續流二極管和MOSFET的寄生電容之間發生諧振。

 

必(bi)須(xu)注(zhu)意(yi)
，電(dian)路(lu)中(zhong)的(de)電(dian)感(gan)電(dian)流(liu)不(bu)得(de)超(chao)過(guo)其(qi)額(e)定(ding)最(zui)大(da)值(zhi)。如(ru)果(guo)超(chao)過(guo)，電(dian)感(gan)就(jiu)會(hui)飽(bao)和(he)
，電(dian)流(liu)將(jiang)迅(xun)速(su)提(ti)高(gao)，可(ke)能(neng)損(sun)壞(huai)電(dian)路(lu)和(he)電(dian)源(yuan)。本(ben)電(dian)路(lu)中(zhong)使(shi)用(yong)的(de)Coilcraft SER2014-402電感負載的額定飽和電流為25 A。

 

圖3. 4 μH負載下負載電流與PWM脈衝的關係